At være en skiftende regulator , dette kredsløb er meget effektivt og vil ikke spilde eller sprede energi, i modsætning til lineære regulatorer såsom IC 7812 eller IC LM317 eller IC LM338.
Hvorfor lineære regulatorer som 7812, LM317 og LM338 er dårlige step-down-konvertere?
Lineære regulatorer såsom 7812 og LM317 betragtes som ineffektive step-down konvertere på grund af deres operationelle egenskaber.
I en lineær regulator undergår den overskydende indgangsspænding dissipation i form af varme. Dette indebærer, at spændingsfaldet mellem indgangs- og udgangsterminalerne simpelthen 'brændes af' som spildt energi. Den lineære regulator fungerer ved at fungere som en variabel modstand, justere dens modstand for at sprede overskudsenergien og regulere udgangsspændingen.
Denne afledningsproces fører til betydeligt strømtab og lav effektivitet. Effektiviteten af en lineær regulator bestemmes af forholdet mellem udgangseffekt og indgangseffekt. Når input-output spændingsforskellen stiger, øges den effekt, der afgives som varme, hvilket er spændingsforskellen ganget med udgangsstrømmen. Følgelig formindskes effektiviteten, når spændingsforskellen mellem input og output stiger.
For eksempel, når man bruger en lineær regulator til at regulere en 24 V-indgang ned til 12 V, spredes de overskydende 12 V som varme. Dette kan resultere i betydeligt strømspild og nødvendiggøre yderligere kølemekanismer i applikationer, der involverer høj effekt.
Derimod skifter regulatorer (som f.eks bukke konvertere ) er mere effektive til nedtrapningskonvertering. De bruger en kombination af induktorer, kondensatorer og kontakter til at konvertere spændingen effektivt.
Skiftende regulatorer lagrer energi i én fase af koblingscyklussen og leverer den under en anden, og derved minimerer spredningen af energi som varme. Afhængigt af det specifikke design kan skifteregulatorer opnå effektiviteter fra 80-95 % eller endnu højere.
Sammenfattende, mens lineære regulatorer som 7812 og LM317 er ligetil og omkostningseffektive, er de ikke det mest effektive valg til step-down konvertering, når strømeffektivitet er et væsentligt problem.
Kredsbeskrivelse
Nedenstående figur viser grunddiagrammet for 24 V til 12 V konverteren.
Den anvendte omskiftningsregulator er en almindelig model fra Motorola: µA78S40.
Den følgende figur viser den interne struktur af dette integrerede kredsløb, som omfatter forskellige nødvendige komponenter til en switching regulator: oscillator, flip-flop, komparator, spændingsreferencekilde, driver og switching transistorer.
Derudover er der en operationsforstærker, som ikke er nødvendig til denne applikation. Filtrering og udjævning af strømforsyningen varetages af kondensatorerne C3 til C7.
Kondensator C1 bestemmer oscillatorens frekvens, mens modstande R1, R5 og R6 hjælper med at begrænse konverterens udgangsstrøm.
Spændingen over modstanden R1 er proportional med den strøm, der leveres af konverteren.
Ved at indstille en spændingsforskel på ca. 0,3 V mellem ben 13 og 14 på µA78S40 skaber modstande R6 og R7 en spændingsdeler, der tillader strømbegrænsning at forekomme ved omkring 5A.
Spændingsreferencekilden, afkoblet af kondensator C2, er tilgængelig på ben 8 på IC1.
Denne referencespænding påføres den ikke-inverterende indgang på den interne komparator på IC1. Den inverterende input er indstillet til et potentiale, der er proportionalt med konverterens udgangsspænding.
For at opretholde en konstant udgangsspænding styrer komparatoren udgangstrinnet på IC1.
Begge indgange på komparatoren opretholdes på samme potentiale, og udgangsspændingen er givet af følgende formel:
Vs = 1,25 * [1 + (R4 + Aj1) / R5].
Den justerbare modstand Aj1 giver mulighed for at justere konverterens udgangsspænding i området fra +10V til +15V.
De to udgangstransistorer danner et Darlington-par, og deres successive omskiftning styres af flip-flop'en synkroniseret med kondensator C1's svingninger.
Kombineret med en OG-port styres denne flip-flop af komparatoren for at justere ledningstiden for udgangstrinnet på µA78S40 og opretholde en konstant udgangsspænding.
Den mættede eller blokerede tilstand af transistoren T1 følger tilstanden for IC1's Darlington-par. Når IC1's udgangstrin er mættet, er transistor T1 forspændt, og dens basisstrøm begrænses af modstand R2.
Modstand R3 danner sammen med modstand R9 en spændingsdeler, der begrænser VBE-spændingen for transistor T1 ved begyndelsen af koblingsprocessen.
Transistor T1, der fungerer som en Darlington-model, opfører sig som en åben eller lukket kontakt ved frekvensen af µA78S40's oscillator.
Induktoren L1 tillader spændingsfaldet fra 24V til 12V ved hjælp af induktansens egenskaber. I en stabil tilstand, når transistoren T1 er mættet, påføres en spænding på +12V over induktoren L1.
I denne fase lagrer induktansen energi, som den frigiver, når den påførte spænding forsvinder. Når transistoren T1 er blokeret, har induktoren L1 en tendens til at opretholde strømmen, der flyder gennem den.
Diode D1 bliver ledende, og en modelektromotorisk kraft på -12V vises over induktor L1.
