Forståelse af krystaloscillatorkredsløb

Grundlæggende solid state crystal oscillator kredsløbskonfigurationer er i dag mere udviklede, næsten alle kredsløb er ændringer af de bredt anerkendte vakuumrørsystemer som Pierce, Hartley, Clapp og Butler oscillator og fungerer med både bipolære og FET-enheder.

Selvom alle disse kredsløb grundlæggende opfylder deres designede mål, er der masser af applikationer, der kræver noget helt andet, eller hvor funktionalitet skal beskrives nøjagtigt.

Nedenfor er en række kredsløb til en række applikationer lige fra LF gennem VHF-serien, som typisk ikke ses i eksisterende amatørbrug eller bøger.

Grundlæggende solid state krystaloscillatorkredsløbsteknikker er nu veletablerede, de fleste kredsløb er tilpasninger af den velkendte vakuumrørteknologi såsom Pierce, Hartley, Clapp og Butler oscillator og bruger både bipolære og FET-enheder.

Selvom disse kredsløb dybest set opfylder deres tilsigtede formål, er der mange applikationer, der kræver noget andet, eller hvor ydelse skal karakteriseres pålideligt.

Her præsenteres en række kredsløb til en række applikationer fra LF gennem VHF-serien, der ikke almindeligvis findes i nuværende amatørbrug eller litteratur.

Driftstilstande

Et punkt, der sjældent værdsættes eller simpelthen overses, er det faktum, at kvartskrystaller kan svinge i en parallel resonans-tilstand og en serie-resonans-tilstand. De to frekvenser er opdelt med en mindre forskel, normalt 2-15 kHz over frekvensområdet.

Serieresonansfrekvensen er mindre i frekvens sammenlignet med parallel.

En specifik krystal designet til brug i parallel tilstand kan anvendes passende i et serieresonanskredsløb, hvis en kondensator svarende i størrelse til dens nøjagtige belastningskapacitans (typisk 20,30, 50 eller 100 pF) er fastgjort i serie med krystallen.

Desværre er det ikke muligt at invertere opgaven for serieresonante krystaller i kredsløb med parallel tilstand. Seriemodekrystallen vil sandsynligvis svinge ud over sin kalibrerede frekvens i sin situation og er muligvis ikke mulig at kapacitivt indlæse den nok.

Overtonekrystaller kører i serietilstand generelt på den tredje, femte eller syvende overtone, og producenten kalibrerer normalt krystallen i overtonefrekvensen.

At køre en krystal i parallel tilstand og multiplicere frekvensen 3 eller 5 gange genererer snarere et nyt resultat ved at operere nøjagtigt den samme krystal i serietilstand på dens 3. eller 5. overtone.

Mens du køber overtone krystaller, skal du holde dig væk fra dilemmaet og identificere den frekvens, du ønsker, i stedet for den tilsyneladende grundlæggende frekvens.

Grundlæggende krystaller inden for området 500 kHz til 20 MHz er generelt bygget til parallel funktion, men man kan bede om seriefunktion.

For lavfrekvente krystaller op til 1 MHz kunne begge indstillinger vælges. Overtonekrystaller dækker normalt området 15 MHz til 150 MHz.

BREDT RANGE eller APERIODISKE OSCILLATORER

Oscillatorer, der aldrig bruger tunede kredsløb, er ofte meget nyttige, hvad enten det er 'krystalbræt' eller en anden grund. Især for LF-krystaller kan tunede kredsløb være ret enorme.

På den anden side er de normalt ikke uden deres egne fælder. Et par krystaller er modtagelige for svingning i uønskede tilstande, specielt DT- og CT-skårede krystaller beregnet til LF-kvartsoscillatorer.

Det er virkelig en god ide at sikre, at output er på den korrekte frekvens, og at der ikke er nogen 'instabilitet i tilstanden'. Minimering af feedback ved de højere frekvenser løser ofte dette.

I særlige tilfælde kan ovenstående teori glemmes, og en oscillator, der har et indstillet kredsløb, anvendes som et alternativ (LF-krystaloscillatorer gennemgås bagefter).

Krystal kredsløb

Det første kredsløb nedenfor er en emitterkoblet oscillator, en variation af Butler-kredsløbet. Udgangen af ​​kredsløbet i fig. 1 er grundlæggende sinusbølge, der reducerer emittermodstanden i Q2, øger den harmoniske udgang.

Som et resultat genererer en 100 kHz krystal fremragende harmoniske over 30 MHz. Det er et seriefunktionskredsløb.

En række transistorer kan anvendes. For krystaller over 3 MHz anbefales transistorer med en høj forstærkning-båndbredde. For krystaller inden for 50 kHz til 500 kHz sortimentet foretrækkes transistorer med høj LF-forstærkning, ligesom 2N3565.

Desuden er tilladelig spredning for krystaller inden for dette valg normalt lavere end 100 mikrowatt, og amplitudebegrænsning kan være afgørende.

Reduceret forsyningsspænding foreslås i takt med effektiv opstart. Ændring af kredsløbet gennem inklusionen af ​​dioder som vist i fig. 3 er en mere fordelagtig teknik, og starteffektiviteten forbedres.

Kredsløbet vil svinge ved så højt som 10 MHz ved hjælp af egnede transistorer og emittermodstandsværdier. En emitterfølger eller kildefølgerbuffer anbefales normalt.

Identiske kommentarer til ovenstående forbinder med fig. 2. En emitterfølgerbuffer er inkorporeret i dette kredsløb.

De to kredsløb er noget følsomme over for frekvens og for spændingsvariationer og belastningsspecifikationer. En belastning på 1 k eller højere anbefales.

TTL lC kunne kombineres med krystaloscillatorkredsløb, selvom adskillige offentliggjorte kredsløb har frygtelig starteffektivitet eller oplever ikke-repeterbarhed på grund af store parametre i lC'er.

Kredsløbet i fig. 4. er blevet eksperimenteret med forfatteren inden for området 1 MHz til 18 MHz og vil blive opmuntret. Dette er en serie-mode oscillator og komplimenterer AT-cut krystaller.

Outputtet er omkring 3 V peak to peak, firkantbølge op til ca. 5 MHz, over hvilket dette bliver mere lig halv-sinusimpulser. Starteffektivitet er fremragende, hvilket mest synes at være en kritisk faktor med TTL-oscillatorer.

KRYSTALE OSCILLATORER MED LAV FREKVENS

Krystaller inden for området 50 kHz til 500 kHz kræver særpræg, der ikke ses i de mere udbredte AT- eller BT-skårede HF-krystaller.

Den lignende seriemodstand er meget større, og deres tilladte spredning er begrænset til under 100 mikrowatt, ideelt set 50 mikrowatt eller lavere.

Kredsløbet i fig. 5 er en serie-oscillator. Det giver fordelen ved ikke at have brug for et tunet kredsløb og har et valg af sinus- eller firkantbølgeoutput. For krystaller inden for spektret på 50-150 kHz anbefales 2N3565-transistorer, selvom udgiveren finder BC107's rimelige.

Både sorten kan være passende for krystaller inden for området 150 kHz til 500 kHz. Hvis du tror, ​​at krystallen indeholder en stor ækvivalent seriemodstand, kan du øge værdien på R1 til 270 ohm og R2 til 3,3 k.

For firkantbølgefunktioner er C1 1 uF (eller måske en størrelse ved siden af ​​eller større end den). For sinusbølgeoutput er C1 ikke i kredsløb.

Amplitudekontrol er unødvendig. Sinusbølgeoutput er ca. 1 V rms, kvadratisk frafald omkring 4 V peak til peak.

Kredsløbet i fig. 6 er faktisk en revideret type Colpitts-oscillator med inklusionen af ​​modstanden Rf for at regulere feedback. Kondensatorer C1 og C2 skal minimeres gennem beregnede størrelser, når frekvensen øges.

Ved 500 kHz skal værdierne for C1 og C2 være ca. 100 pF og tilsvarende 1500 pF. Som bevist kredsløbet tilbyder sinusbølgeoutput ved hjælp af den anden harmoniske omkring 40 dB lavere (eller højere).

Dette minimeres ofte gennem opmærksom tilpasning af Rf og C1. Husk, at feedback til det reducerede beløb er afgørende for at opnå dette, det kræver ca. 20 sekunder for oscillatoren at opnå fuld output.

Output er omkring 2 til 3 volt peak til peak. Når du har brug for en udgang fyldt med harmoniske, vil den nemme inkludering af en 0,1 uF kondensator over emittermodstanden opnå det. Output stiger derefter til omkring 5 V peak til peak.

Strømforsyningsspændingen kunne reduceres i sådanne tilfælde for at reducere krystalafledning. Andre transistorer kan bruges, selvom bias og feedback muligvis skal justeres. For cantankerous krystaller designet til at svinge i tilstande ud over dem, du gerne vil have, anbefales kredsløbet i figur 7 stærkt

Feedback styres af et tryk langs samlerbelastningen på Q1. Amplitudebegrænsning er vigtig for at opretholde krystalafledningen inden for grænserne. For 50 kHz krystaller skal spolen være 2 mH og dens resonanskondensator 0,01 uF. Output er ca. 0,5 V rms, grundlæggende en sinusbølge.

Det anbefales stærkt at bruge en emitterfølger eller kildefølgerbuffer.

Hvis der anvendes en parallel mode-krystal, skal den 1000 pF kondensator, der er angivet i serie med krystallen, ændres til krystalets valgte belastningskapacitans (typisk 30, 50 til 100 pF for disse typer krystaller).

HF CRYSTAL OSCILLATOR KREDSKREDER

Solid state-design til de velkendte AT-cut HF-krystaller har tendens til at være legion. Men resultaterne er ikke nødvendigvis, hvad du måske forventer at have. De fleste væsentlige krystaller op til 20 MHz vælges typisk til parallel funktion.

Ikke desto mindre kan denne type krystaller anvendes i seriemodusoscillatorer ved at placere den ønskede lastkapacitans i serie med krystallen som tidligere nævnt. De to typer kredsløb diskuteres nedenfor.

En god oscillator i området 3 til 10 MHz, der ikke kræver et tunet kredsløb, er vist i fig. 8 (a). Det er naturligvis det samme kredsløb som figur 6. Kredsløbet fungerer ekstremt godt ned til 1 MHz, når C1 og C2 er højere end henholdsvis 470 pF og 820 pF. Det kan bruges til 15 MHz, hvis C1 og C2 reduceres til 120 pF og 330 pF. henholdsvis.

Dette kredsløb anbefales til ikke-kritiske formål, hvor der ønskes stor harmonisk output eller ikke en mulighed. Inkluderingen af ​​et tunet kredsløb som i 8b minimerer harmonisk output betydeligt.

Normalt anbefales et tunet kredsløb med en betydelig Q. I en 6 MHz oscillator har vi opnået nedenstående resultater. At have en spole Q på 50 var den 2. harmoniske 35 dB helt ned.

Med en Q på 160 havde det været -50 dB! Modstand Rf kunne ændres (øges lidt) for at forbedre dette. Outputtet hæves desuden ved hjælp af en høj Q-spole.

Som tidligere bemærket kræver det med nedsat feedback flere titalls sekunder at opnå 100% output fra tænding, alligevel er frekvensstabilitet fantastisk.

Funktion ved forskellige frekvenser kan opnås ved at justere kondensatorerne og spolen effektivt.

Dette kredsløb (fig. 8) kunne også ændres til en ekstremt nyttig VXO. En lille induktans er defineret i serie med krystallen, og en af ​​kondensatorerne i feedback-kredsløbet bruges som en variabel type.

En fælles to-bånd 10-415 pF transmitter tuning kondensator vil udføre opgaven perfekt. Hver bande er sammensat parallelt.

Indstillingsområdet bestemmes af krystallen, induktansen af ​​L1 og frekvensen. Et større område er generelt tilgængeligt ved hjælp af krystaller med højere frekvens. Stabilitet er ekstremt god, når man kommer tæt på krystallens.

EN VHF OSCILLATOR-MULTIPLIER

Kredsløbet i fig. 10 er en modificeret version af 'impedansinverterende' overtoneoscillator. Ved anvendelse af impedansinverteringskredsløbet er samleren typisk enten ujusteret eller jordet til RF.

Samleren kunne indstilles til to gange eller 3 gange krystalfrekvensen for at minimere output ved krystalfrekvensen, foreslås et 2x tunet kredsløb.

DU BØR ALDRIG indstille samleren til krystalfrekvensen, ellers kan kredsløbet svinge med en frekvens, der kan være uden for krystalets kontrol. Du er nødt til at vedligeholde kollektorledningen meget lille og en efter en så meget som du kan.

Slutresultater ved hjælp af denne type kredsløb var gode. Næsten alle udgange ud over det ønskede output havde været -60 dB eller højere.

Støjproduktion når mindst 70 dB under det ønskede output. Dette skaber en fremragende konverteringsoscillator til VHF / UHF-konvertere.

Næsten 2 V RF kan opnås på den varme terminal på L3 (forfatterens original ved 30 MHz). En Zener-reguleret forsyning anbefales stærkt.

Som påpeget i diagrammet er forskellige kredsløbsværdier afgørende for forskellige transistorer. Strays i specifik struktur kan også kræve ændringer. L1 kan bruges til at flytte krystal på frekvens. Mindre ændringer i frekvens (ca. 1 ppm) finder sted under justering af L2 og L3 såvel som belastningsvariationer. Når det er sagt, i virkelige test kunne disse ting være ubetydelige.