Spændingsregulator kredsløb ved hjælp af transistor og zener-diode

I denne artikel vil vi grundigt diskutere, hvordan man laver tilpassede transistoriserede spændingsregulator kredsløb i faste tilstande og også variable tilstande.

Alle lineære strømforsyningskredsløb, der er designet til at producere en stabiliseret, konstant spænding og strømudgang inkorporerer fundamentalt transistor- og zenerdioder til at få de krævede regulerede udgange.

Disse kredsløb, der bruger diskrete dele, kan være i form af permanent fast eller konstant spænding eller stabiliseret justerbar udgangsspænding.

Enkleste spændingsregulator

Sandsynligvis den enkleste type spændingsregulator er zener shunt stabilisatoren, som fungerer ved hjælp af en grundlæggende zener diode til reguleringen, som vist i figur nedenfor.

Zenerdioderne har en spænding, der svarer til den tilsigtede udgangsspænding, der kan være tæt på den ønskede udgangsværdi.

Så længe forsyningsspændingen er under den nominelle værdi af zenerspændingen, udviser den maksimal modstand i området på mange megohms, hvilket tillader forsyningen at passere uden begrænsninger.

Imidlertid udløser det øjeblik, hvor forsyningsspændingen stiger over den nominelle værdi af 'zenerspænding', et markant fald i dens modstand, hvilket får overspændingen til at blive shuntet til jorden gennem den, indtil forsyningen falder eller når zeners spændingsniveau.

På grund af denne pludselige shunting falder forsyningsspændingen og når zener-værdien, hvilket får zener-modstanden til at stige igen. Cyklussen fortsætter derefter hurtigt, så forsyningen forbliver stabiliseret ved den nominelle zener-værdi og får aldrig lov til at gå over denne værdi.

For at få ovennævnte stabilisering skal indgangsforsyningen være lidt højere end den krævede stabiliserede udgangsspænding.

Den overskydende spænding over zenerværdien får zenerens interne 'lavine' egenskaber til at udløse, hvilket forårsager en øjeblikkelig shuntingseffekt og falder af forsyningen, indtil den når zener-værdien.

Denne handling fortsætter uendeligt med at sikre en fast stabiliseret udgangsspænding svarende til zener-klassificeringen.

Fordele ved Zener spændingsstabilisator

Zener-dioder er meget praktiske, hvor der kræves lav strøm, konstant spændingsregulering.

Zener-dioder er nemme at konfigurere og kan bruges til at få et rimeligt nøjagtigt stabiliseret output under alle omstændigheder.

Det kræver kun en enkelt modstand til konfiguration af et zener-diode-baseret spændingsreguleringstrin og kan hurtigt føjes til ethvert kredsløb for de tilsigtede resultater.

Ulemper ved Zener-stabiliserede regulatorer

Selvom en zener-stabiliseret strømforsyning er en hurtig, nem og effektiv metode til at opnå en stabiliseret output, inkluderer den et par alvorlige ulemper.

• Udgangsstrømmen er lav, hvilket kan understøtte høje strømbelastninger ved udgangen.
• Stabiliseringen kan kun ske for lave input / output-differentier. Det betyder, at inputforsyningen ikke kan være for høj end den krævede udgangsspænding. Ellers kan belastningsmodstanden sprede enorme mængder strøm, hvilket gør systemet meget ineffektivt.
• Zener-diodedrift er generelt forbundet med generering af støj, som kan kritisk påvirke ydeevnen for følsomme kredsløb, såsom hi-fi-forstærkerdesign og andre lignende sårbare applikationer.

Brug af 'Amplified Zener Diode'

Dette er en forstærket zener-version, der gør brug af en BJT til at skabe en variabel zener med forbedret effekthåndteringsfunktion.

Lad os forestille os, at R1 og R2 har samme værdi., Hvilket ville skabe et tilstrækkeligt forspændingsniveau til BJT-basen, og tillade BJT at udføre optimalt. Da minimums basissenderens fremadspændingskrav er 0,7V, vil BJT lede og shunt enhver værdi, der er over 0,7V eller højst 1V afhængigt af de anvendte BJT's specifikke egenskaber.

Så udgangen stabiliseres ca. 1 V. Effekten fra denne 'forstærkede variable zener' afhænger af BJT-effektklassificeringen og belastningsmodstandsværdien.

Denne værdi kan dog let ændres eller justeres til et andet ønsket niveau, simpelthen ved at ændre R2-værdien. Eller mere simpelt ved at erstatte R2 med en gryde. Rækkevidden for både R1 og R2 Pot kan være alt mellem 1K og 47K for at få et jævnt variabelt output fra 1V til forsyningsniveauet (24V max). For mere nøjagtighed kan du anvende følgende volatge divider formel:

Udgangsspænding = 0,65 (R1 + R2) / R2

Ulempen ved Zener forstærker

Endnu en gang er ulempen ved dette design en høj spredning, som øges proportionalt, når input og outputforskel øges.

For korrekt at indstille belastningsmodstandsværdien afhængigt af udgangsstrømmen og indgangsforsyningen kan følgende data anvendes korrekt.

Antag, at den krævede udgangsspænding er 5V, den krævede strøm er 20 mA, og forsyningsindgangen er 12 V. Brug derefter Ohms-loven:

Belastningsmodstand = (12 - 5) / 0,02 = 350 ohm

wattforbrug = (12 - 5) x 0,02 = 0,14 watt eller simpelthen 1/4 watt vil gøre.

Serietransistorregulator kredsløb

I det væsentlige er en serieregulator, der også kaldes seriepasstransistor, en variabel modstand oprettet ved hjælp af en transistor, der er fastgjort i serie med en af ​​forsyningsledningerne og belastningen.

Transistorens modstand mod strøm justeres automatisk afhængigt af udgangsbelastningen, således at udgangsspændingen forbliver konstant på det ønskede niveau.

I et seriekontrolkredsløb skal indgangsstrømmen være lidt mere end udgangsstrømmen. Denne lille forskel er den eneste strømstyrke, der alene bruges af regulatorkredsløbet.

Fordele ved serieregulator

Den primære fordel ved et serieregulator kredsløb sammenlignet med en shunt-type regulator er dens bedre effektivitet.

Dette resulterer i minimal spredning af kraft og spild gennem varme. På grund af denne store fordel er serietransistorregulatorer meget populære i applikationer med høj effekt spændingsregulatorer.

Dette kan dog undgås, når effektbehovet er meget lavt, eller hvor effektivitet og varmeproduktion ikke er blandt de kritiske problemer.

Dybest set kan en serieregulator simpelthen inkorporere en zener shunt regulator, der indlæser et emitter-tilhænger-bufferkredsløb, som angivet ovenfor.

Du kan muligvis finde enhedsspændingsforøgelse, når der anvendes et emitterfollower-trin. Dette betyder, at når et stabiliseret input anvendes på basen, opnår vi generelt også en stabiliseret output fra emitteren.

Da vi er i stand til at få en højere strømforstærkning fra emitterfølgeren, kan udgangsstrømmen forventes at være meget højere sammenlignet med den anvendte basisstrøm.

Derfor, selvom basisstrømmen er omkring 1 eller 2 mA i zener-shunt-stadiet, som også bliver det hvilende strømforbrug i designet, kunne udgangsstrømmen på 100 mA gøres tilgængelig ved udgangen.

Indgangsstrømmen føjes op til udgangsstrømmen sammen med 1 eller 2 mA anvendt af zenerstabilisatoren, og af den grund når den opnåede effektivitet til et enestående niveau.

I betragtning af at indgangsforsyningen til kredsløbet er tilstrækkeligt klassificeret til at opnå den forventede udgangsspænding, kan udgangen være praktisk talt uafhængig af indgangsforsyningsniveauet, da dette er direkte reguleret af Tr1's basispotentiale.

Zenerdioden og afkoblingskondensatoren udvikler en perfekt ren spænding i bunden af ​​transistoren, som replikeres ved udgangen, hvilket genererer en næsten støjfri spænding.

Dette gør det muligt for denne type kredsløb med evnen til at levere output med overraskende lav ripple og støj uden at inkludere enorme udjævningskondensatorer og med en række strøm, der kan være så høje som 1 amp eller endnu mere.

Hvad udgangsspændingsniveauet angår, er dette muligvis ikke lig med den tilsluttede zenerspænding. Dette skyldes, at der findes et spændingsfald på ca. 0,65 volt mellem transistorens base og emitterledninger.

Dette fald skal derfor trækkes fra zenerspændingsværdien for at være i stand til at opnå kredsløbets minimale udgangsspænding.

Betydning, hvis zenerværdien er 12,7V, så kan udgangen ved transistorens emitter være omkring 12 V, eller omvendt, hvis den ønskede udgangsspænding er 12 V, skal zener-spændingen vælges til at være 12,7 V.

Reguleringen af ​​dette seriereguleringskredsløb vil aldrig være identisk med reguleringen af ​​zener-kredsløbet, fordi emitterfølgeren simpelthen ikke kan have nul outputimpedans.

Og spændingsfaldet gennem scenen skal stige marginalt som reaktion på stigende udgangsstrøm.

På den anden side kunne god regulering forventes, når zenerstrømmen ganget med transistorens strømforstærkning når mindst 100 gange den forventede højeste udgangsstrøm.

High Current Series Regulator, der bruger Darlington Transistors

For nøjagtigt at opnå dette indebærer dette ofte, at et par transistorer, kan være 2 eller 3, skal bruges, så vi er i stand til at opnå tilfredsstillende forstærkning ved udgangen.

Et grundlæggende to-transistorkredsløb, der anvender en emitter tilhænger Darlington-par er angivet i de følgende figurer, der viser teknikken til at anvende 3 BJT'er i en Darlington, emitterfollower-konfiguration.

Vær opmærksom på, at ved at inkorporere et par transistorer resulterer det i et højere spændingsfald ved udgangen på ca. 1,3 volt gennem bunden af ​​den 1. transistor til udgangen.

Dette skyldes, at ca. 0,65 volt barberes fra tværs af hver af transistorer. Hvis et tre-transistorkredsløb overvejes, kan dette betyde et spændingsfald på lidt under 2 volt over bunden af ​​den 1. transistor og udgangen osv.

Fælles emitterspændingsregulator med negativ feedback

En god konfiguration ses til tider i specifikke designs, der har et par almindelige emitterforstærkere med 100 procent negativ negativ feedback.

Denne opsætning er demonstreret i den følgende figur.

På trods af at almindelige emittertrin normalt har en betydelig grad af spændingsforstærkning, er dette muligvis ikke situationen i dette tilfælde.

Det er på grund af den 100% negative feedback, der er placeret på tværs af udgangstransistoropsamleren og emitteren fra førertransistoren. Dette letter forstærkeren til at opnå en gevinst med en nøjagtig enhed.

Fordele ved Common Emitter Regulator med feedback

Denne konfiguration fungerer bedre sammenlignet med en Darlington par emitterfølgerbaserede regulatorer på grund af dets reducerede spændingsfald på indgangs- / udgangsterminalerne.

Spændingsfaldet opnået fra disse designs er knap omkring 0,65 volt, hvilket bidrager til større effektivitet og giver kredsløbet mulighed for at arbejde effektivt, uanset om den ustabiliserede indgangsspænding kun er hundrede millivolt over den forventede udgangsspænding.

Battery Eliminator ved hjælp af Series Regulator Circuit

Det angivne batteri-elimineringskredsløb er en funktionel illustration af et design bygget ved hjælp af en grundlæggende serieregulator.

Modellen er udviklet til alle applikationer, der arbejder med 9 volt DC med en maksimal strøm, der ikke overstiger 100 mA. Det er ikke passende for enheder, der kræver en relativt højere strøm.

T1 er en 12 -0 - 12 var en 100 mA transformer der leverer isoleret beskyttelsesisolering og en spænding, mens dens midterste sekundære vikling driver en grundlæggende push-pull-ensretter med en filterkondensator.

Uden belastning vil output være omkring 18 volt DC, hvilket kan falde til ca. 12 volt ved fuld belastning.

Kredsløbet, der fungerer som en spændingsstabilisator, er faktisk et grundlæggende serietypedesign, der indeholder R1, D3 og C2 for at få et reguleret 10 V nominelt output. Zenestrømmen varierer omkring 8 mA uden belastning og ned til ca. 3 mA ved fuld belastning. Spredningen genereret fra R1 og D3 som et resultat er minimal.

En Darlington-par emitterfølger dannet af TR1 og TR2 kan ses konfigureret, da outputbufferforstærkeren leverer en strømforstærkning på ca. 30.000 ved fuld output, mens den minimale forstærkning er 10.000.

På dette forstærkningsniveau, når enheden fungerer ved hjælp af 3 mA under fuld belastningsstrøm, og en minimumsforstærkning i udviser næsten ingen afvigelse i spændingsfaldet over forstærkeren, selvom belastningsstrømmen svinger.

Det virkelige spændingsfald fra udgangsforstærkeren er ca. 1,3 volt, og med en moderat 10 volt indgang giver dette en udgang på ca. 8,7 volt.

Dette ser næsten ud til den specificerede 9 V, i betragtning af at selv det virkelige 9 volt batteri kan vise variationer fra 9,5 V til 7,5 V i løbet af sin driftsperiode.

Tilføjelse af en aktuel grænse til en serieregulator

For regulatorer forklaret ovenfor bliver det normalt vigtigt at tilføje en udgangskortslutningsbeskyttelse.

Dette kan være nødvendigt, så designet er i stand til at levere en god regulering sammen med en lav outputimpedans. Da forsyningskilden er meget lav impedans, kan en meget høj udgangsstrøm passere i situationen med en utilsigtet udgangskortslutning.

Dette kan medføre, at udgangstransistoren sammen med nogle få af de andre dele straks brændes. En typisk sikring kan simpelthen ikke tilbyde tilstrækkelig beskyttelse, fordi skaden sandsynligvis vil opstå hurtigt, selv før sikringen muligvis kan reagere og sprænge.

Den nemmeste måde at implementere dette på ved at tilføje en strømbegrænser til kredsløbet. Dette involverer supplerende kredsløb uden direkte indflydelse på designens ydeevne under normale arbejdsforhold.

Strømbegrænseren kan dog medføre, at udgangsspændingen falder hurtigt, hvis den tilsluttede belastning forsøger at trække store mængder strøm.

Faktisk sænkes udgangsspændingen så hurtigt, at på trods af at en kortslutning er placeret over udgangen, er den tilgængelige strøm fra kredsløbet lidt mere end den specificerede maksimale værdi.

Resultatet af et strømbegrænsende kredsløb er bevist i nedenstående data, der viser udgangsspændingen og strømmen med hensyn til en gradvist sænkende belastningsimpedans som opnået fra den foreslåede Battery Eliminator-enhed.

Det strømbegrænsende kredsløb fungerer ved kun at bruge et par af elementerne R2 og Tr3. Dens svar er faktisk så hurtigt, at det simpelthen eliminerer alle mulige risici ved kortslutning ved udgangen og derved giver en fejlsikker beskyttelse til outputenhederne. Funktionen af ​​den nuværende begrænsning kan forstås som forklaret nedenfor.

R2 er kablet i serie med udgangen, hvilket får spændingen, der er udviklet over R2, til at være proportional med udgangsstrømmen. Ved udgangsforbrug, der når 100 mA, er spændingen produceret over R2 ikke nok til at udløse Tr3, da det er en siliciumtransistor, der kræver et minimumspotentiale på 0,65 V for at tænde.

Men når outputbelastningen overstiger 100 mA-grænsen, genererer den nok potentiale på tværs af T2 til tilstrækkeligt at tænde Tr3 til ledning. TR3 forårsager igen en del strøm fto strømmer mod Trl over den negative forsyningsskinne gennem lasten.

Dette resulterer i en vis reduktion af udgangsspændingen. Hvis belastningen stiger, resulterer yderligere i en forholdsmæssig stigning i potentialet på tværs af R2 til at stige, hvilket tvinger Tr3 til at tænde endnu hårdere.

Dette tillader følgelig, at større mængder strøm forskydes mod Tr1 og den negative linje gennem Tr3 og belastningen. Denne handling fører yderligere til et proportionalt stigende spændingsfald af udgangsspændingen.

Selv i tilfælde af en udgangskortslutning vil Tr3 sandsynligvis være forspændt hårdt i ledning, hvilket tvinger udgangsspændingen til at falde til nul, hvilket sikrer, at udgangsstrømmen aldrig får lov til at overstige 100 mA-mærket.

Variabel reguleret bænkstrømforsyning

Variabel spændingsstabiliseret strømforsyning arbejde med et lignende princip som de faste spændingsregulatorer, men de har en potentiometer kontrol hvilket letter et stabiliseret output med et variabelt spændingsområde.

Disse kredsløb er bedst egnet som strømforsyninger til bænke og værksted, selvom de også kan bruges i applikationer, der kræver forskellige justerbare indgange til analysen. Til sådanne job fungerer strømforsyningspotentiometret som en forudindstillet kontrol, der kan bruges til at skræddersy forsyningsspændingen til forsyningen til de ønskede regulerede spændingsniveauer.

Ovenstående figur viser et klassisk eksempel på et variabelt spændingsreguleringskredsløb, der giver en kontinuerligt variabel stabiliseret udgang fra 0 til 12V.

Hovedtræk

• Den aktuelle rækkevidde er begrænset til maksimalt 500 mA, selvom dette kan øges til højere niveauer ved passende opgradering af transistorer og transformer.
• Designet giver en meget god støj- og krusningsregulering, som kan være mindre end 1 mV.
• Den maksimale forskel mellem indgangsforsyningen og den regulerede udgang er ikke mere end 0,3 V selv ved fuld udgangsbelastning.
• Den regulerede variable strømforsyning kan ideelt bruges til at teste næsten alle typer elektroniske projekter med krævede regulerede forsyninger af høj kvalitet.

Hvordan det virker

I dette design kan vi se et potentielt skillekredsløb inkluderet mellem output zener stabilisator scenen og input buffer forstærkeren. Denne potentielle skiller er skabt af VR1 og R5. Dette gør det muligt at justere VR1's skyderarm fra mindst 1,4 volt, når den er nær bunden af ​​sporet, op til 15 V zenerniveau, mens den er på det højeste punkt i dens justeringsområde.

Der eksisterer ca. 2 volt faldet over outputbuffertrinet, hvilket tillader et udgangsspændingsområde fra 0 V til omkring 13 V. Når det er sagt, er det øvre spændingsområde modtageligt for deltolerancer, ligesom 5% tolerance på zenerspændingen. Derfor kan den optimale udgangsspænding være en skygge, der er højere end 12 volt.

Et par typer effektiv overbelastningsbeskyttelseskredsløb kan være meget vigtigt for enhver bænkstrømforsyning. Dette kan være vigtigt, da output kan være sårbart over for tilfældige overbelastninger og kortslutninger.

Vi anvender en ret ligetil strømbegrænsning i det nuværende design, bestemt af Trl og dens sammenkædede elementer. Når enheden betjenes under normale forhold, er spændingen, der produceres over R1, som er tilsluttet i serie med forsyningens udgang, for lidt til at udløse Trl til ledning.

I dette scenarie fungerer kredsløbet normalt, udover et lille spændingsfald, der er genstand for R1. Dette har næppe nogen effekt på enhedens reguleringseffektivitet.

Dette skyldes, at R1-trinnet kommer før regulatorkredsløb. I tilfælde af en overbelastningssituation skyder potentialet induceret over R1 op til omkring 0,65 volt, hvilket tvinger Tr1 til at tænde på grund af den basestrøm, der er erhvervet fra den potentielle forskel, der genereres over modstanden R2.

Dette får R3 og Tr1 til at trække en betydelig mængde strøm, hvilket får spændingsfaldet over R4 til at stige væsentligt, og udgangsspændingen reduceres.

Denne handling begrænser øjeblikkeligt udgangsstrømmen til et maksimum på 550 til 600 mA på trods af kortslutningen på udgangen.

Da den nuværende begrænsende funktion begrænser udgangsspændingen til praktisk talt 0 V.

R6 er rigget som en belastningsmodstand, som grundlæggende forhindrer udgangsstrømmen i at blive for lav, og bufferforstærkeren kan ikke fungere normalt. C3 giver enheden mulighed for at opnå en fremragende forbigående respons.

Ulemper

Ligesom enhver typisk lineær regulator bestemmes effekttab i Tr4 af udgangsspænding og strøm og er maksimalt med pot justeret til lavere udgangsspændinger og højere udgangsbelastninger.

Under de mest alvorlige omstændigheder kan der muligvis være 20 V induceret over Tr4, hvilket får en strøm på omkring 600 mA til at strømme gennem den. Dette resulterer i en effektafledning på omkring 12 watt i transistoren.

For at være i stand til at tolerere dette i længere tid skal enheden installeres på en ret stor køleplade. VR1 kunne installeres med en betydelig betjeningsknap, der muliggør en skala kalibreret, der viser udgangsspændingsmarkeringerne.

Liste over dele

• Modstande. (Alt 1/3 watt 5%).
• R1 1,2 ohm
• R2 100 ohm
• R3 15 ohm
• R4 1k
• R5 470 ohm
• R6 10k
• VR1 4,7 k lineært kulstof
• Kondensatorer
• C1 2200 µF 40V
• C2 100 µF 25V
• C3 330 nF
• Halvledere
• Tr1 BC108
• Tr2 BC107
• Tr3 BFY51
• Tr4 TIP33A
• DI til D4 1N4002 (4 fra)
• D5 BZY88C15V (15 volt, 400 mW zener)
• Transformer
• T1 Standard hovedstrøm, 17 eller 18 volt, 1 amp
• sekundær
• Kontakt
• S1 D.P.S.T. roterende lysnettet eller vekseltype
• Diverse
• Kasse, udgangsstik, printkort, netledning, ledning,
• lodde osv.

Sådan stoppes overophedning af transistor ved højere indgangs- / udgangsdifferentialer

Pass-transistortype regulatorer som forklaret ovenfor støder normalt på situationen med at opleve ekstremt høj spredning, der vises fra seriet regulator transistoren, når udgangsspændingen er meget lavere end indgangsforsyningen.

Hver gang en høj udgangsstrøm drives ved lav spænding (TTL), kan det muligvis være afgørende at anvende en køleventilator på kølelegemet. Muligvis kan en alvorlig illustration være scenariet for en kildeenhed, der er specificeret til at give 5 ampere gennem 5 og 50 volt.

Denne type enhed kan normalt have en 60 volt ureguleret forsyning. Forestil dig, at denne særlige enhed skal kilde TTL-kredsløb i hele dens nominelle strøm. Serieelementet i kredsløbet bliver nødt til at sprede 275 watt i denne situation!

Omkostningerne ved at levere tilstrækkelig afkøling ser ud til kun at blive realiseret af serietransistorens pris. Hvis spændingsfaldet over regulatortransistoren muligvis kunne begrænses til 5,5 volt, uden at det afhænger af den foretrukne udgangsspænding, kunne spredningen reduceres væsentligt i ovenstående illustration, dette kan være 10% af dets oprindelige værdi.

Dette kunne opnås ved at anvende tre halvlederdele og et par modstande (figur 1). Sådan fungerer det nøjagtigt: thyristor Thy får lov til at være ledende normalt gennem R1.

Ikke desto mindre begynder T1, når først spændingsfaldet over T2 - serieregulatoren går ud over 5,5 volt, at lede, hvilket resulterer i, at tyristoren 'åbner' ved den efterfølgende nulkrydsning af broensretterens udgang.

Denne specifikke arbejdssekvens styrer konstant opladningen, der tilføres over C1 - filterkondensatoren - for at den uregulerede forsyning er fastgjort til 5,5 volt over den regulerede udgangsspænding. Den nødvendige modstandsværdi for R1 bestemmes som følger:

R1 = 1,4 x Vsec - (Vmin + 5) / 50 (resultatet vil være i k Ohm)

hvor Vsec angiver transformatorens sekundære RMS-spænding, og Vmin betyder minimumsværdien af ​​den regulerede udgang.

Thyristoren skal være kompetent til at modstå spidsbelastningsstrømmen, og dens fungerende spænding skal være mindst 1,5 Vsek. Serieregulatortransistoren skal specificeres til at understøtte den højeste udgangsstrøm, Imax, og skal monteres på en køleplade, hvor den kan sprede 5,5 x Isec-watt.

Konklusion

I dette indlæg lærte vi, hvordan man bygger enkle lineære spændingsregulator kredsløb ved hjælp af seriepassetransistor og zenerdiode. Lineære stabiliserede strømforsyninger giver os ret enkle muligheder for at skabe faste stabiliserede output ved hjælp af et minimum antal komponenter.

I sådanne designs er dybest set en NPN-transistor konfigureret i serie med positiv indgangsforsyningsledning i en fælles emittertilstand. Den stabiliserede udgang opnås over transistorens emitter og den negative forsyningsledning.

Transistorens base er konfigureret med et zener-klemkredsløb eller en justerbar spændingsdeler, der sikrer, at transistorens emitter-sidespænding nøje replikerer basepotentialet ved transistorens emitteroutput.

Hvis belastningen er en høj strømbelastning, regulerer transistoren spændingen til belastningen ved at forårsage en stigning i dens modstand og sikrer således, at spændingen til belastningen ikke overstiger den specificerede faste værdi, som den er indstillet ved dens basiskonfiguration.