Forståelse af MOSFET Turn-ON Process

Forståelse af MOSFET Turn-ON Process

En korrekt beregnet MOSFET-tændingsproces sikrer, at enheden tændes med optimal effektivitet.



Mens du designer MOSFET-baserede kredsløb, har du måske spekuleret på, hvad der er den rigtige måde at tænde en MOSFET på? Eller simpelthen hvad er den mindste spænding, der skal tilføres over enhedens port / kilde for at tænde den perfekt?

Selvom dette for mange digitale systemer muligvis ikke er et problem, kræver 5V-systemer som DSP'er, FPGA'er og Arduinos boosting af deres output for optimal skiftetilstand for den tilsluttede MOSFET.





Og i disse situationer begynder designeren at se på specifikationerne for MOSFET for at få tærskelspændingsdataene. Designeren antager, at MOSFET ville tænde og ændre tilstand, når dette tærskelniveau krydses.

Dette kan dog ikke være så simpelt som det kan se ud til at være.



Hvad er tærskelspænding V.GS (th)

Først og fremmest må vi indse, at tærskelspændingen, betegnet som VGS (th)er ikke for kredsløbsdesignere at bekymre sig om.

For at være præcis er det portens spænding, der får MOSFET's afløbsstrøm til at krydse et tærskelniveau på 250 μA, og dette testes under forhold, der normalt ikke normalt kommer til udtryk i praktiske anvendelser.

Under visse analyser anvendes en konstant 5V til ovennævnte test af enheden. Men denne test implementeres normalt med porten og afløbet på enheden forbundet eller kortsluttet med hinanden. Du kan nemt få disse oplysninger i selve databladet, så der er ikke noget mystisk ved denne test.

MOSFET-tærskelniveauer og de relevante testbetingelser

Ovenstående tabel viser tærskelværdierne og de relevante testbetingelser for et eksempel på MOSFET.

For en ønsket applikation kan designeren være bekymret for en frygtet situation kendt som 'induceret' gate spænding, hvilket kan være et alvorligt problem for eksempel i en lav side MOSFET af synkron buck-konverter .

Som diskuteret tidligere skal vi også her forstå, at krydsning af tærsklen VGS (th)niveau kan ikke tvinge enheden til at løbe ind i en shoot-through sammenbrudstilstand. Dette niveau fortæller faktisk designeren om tærsklen, hvormed MOSFET lige begynder at tænde og ikke er en situation, hvor tingene bare ender helt.

Det kan være tilrådeligt, at mens MOSFET er i slukket tilstand, holdes portens spænding under VGS (th)niveau for at forhindre strømlækage. Men mens du tænder den, kan denne parameter simpelthen ignoreres.

Overfør karakteristisk kurve

Du finder et andet kurvediagram navngivet overførselsegenskaber i MOSFET-datablad, der forklarer, hvordan den tænder på, som reaktion på stigende gate-spænding.

For at være præcis kan dette være mere relateret til aktuel variation analyse med hensyn til gate spænding og enhedens tilfælde temperatur. I denne analyse er VDSholdes på et fast niveau, men højt niveau, omkring 15V, hvilket muligvis ikke afsløres i databladets specifikationer.

MOSFET Overfør karakteristisk kurve

Hvis vi henviser til kurven som vist ovenfor, indser vi, at 3,2 V gate-til-kilde spænding muligvis ikke er tilstrækkelig for 20 A afløbsstrøm.

Kombinationen vil resultere i en VDS på 10 V, typisk med en spredning på 200 watt.

Overførselskurvedata kan være nyttige for MOSFET'er, der drives i det lineære område, men kurvedataene kan dog have mindre betydning for MOSFET'er i skifteapplikationer.

Outputegenskaber

Kurven, der afslører de faktiske data vedrørende en MOSFETs fuldt ON-tilstand, er kendt som outputkurven som vist nedenfor:

MOSFET-outputegenskaber

Her for de forskellige niveauer af VGSdet forreste fald på MOSFET måles som en funktion af strømmen. Enhedsingeniører bruger disse kurvedata til at bekræfte det optimale niveau for portspænding.

For hvert niveau af gate spænding, der sikrer en fuld tænding af MOSFET [RDS (til)], får vi en række spændingsfald (VGS) på tværs af afløb til kilde med strengt lineær respons med afløbsstrøm. Området begynder fra nul og opad.

Til lavere portspændinger (VGS), når afløbsstrømmen øges, finder vi, at kurven mister det lineære respons, bevæger sig gennem 'knæet' og derefter går fladt.

Ovenstående kurvedetaljer giver os de komplette outputegenskaber for en række gate-spændinger fra 2,5 V til 3,6 V.

MOSFET-brugere kan normalt overveje dette som den lineære funktion. Imidlertid foretrækker ingeniørteknikere derimod at være mere opmærksomme på den grå region i grafen, som antyder den aktuelle mætningsregion for anvendt gate spænding.

Det afslører de aktuelle data, der har rørt mætningspunktet eller mætningsgrænsen. På dette tidspunkt, hvis VDSøges vil resultere i en marginal stigning i strømmen, men en lille stigning i afløbsstrømmen kan føre til en meget større VDS.

For øgede gate spændingsniveauer, som gør det muligt for MOSFET at tænde helt, vil det grønne skraverede område vise os driftspunktet for processen, angivet som resistiv (eller ohmisk) region.

Bemærk, at kurverne her kun viser de typiske værdier og ikke inkluderer nogen minimums- eller maksimumsgrænser.

Under drift ved lavere omgivelsestemperaturer vil enheden kræve højere gate-spænding for at forblive i det resistive område, hvilket kan gå opad med en hastighed på 0,3% / ° C.

Hvad er MOSFET RDS (til)

Når enhedsingeniører skal støde på MOSFETs outputegenskaber, vil de i det væsentlige ønske at lære om RDS (til)af enheden under henvisning til de specifikke driftsforhold.

Generelt kan dette være en blanding af VGSog jegDSpå tværs af det område, hvor kurven er afviget fra den lige linje til den del, der er angivet med den grå nuance.

I betragtning af eksemplet beskrevet ovenfor, en gate spænding på 3,1 V med en startstrøm på 10 ampere, vil ingeniørerne vide, at RDS (til)vil være større end den anslåede værdi. Når det er sagt, forventer vi, at MOSFET-producenten leverer omtrentlige data om dette?

Med begge mængderne VDSog jegDSlet kan opnås i kurven, kan det blive for lokkende og ofte overgives til at opdele de to størrelser ved den resulterende RDS (til).

Desværre har vi ikke en RDS (til)til vurdering her. Det ser ud til at være utilgængeligt for de nævnte situationer, for for enhver del af belastningslinje repræsenterer en modstand skal krydse gennem oprindelsen på en lineær måde.

Når det er sagt, kan det være muligt at simulere belastningslinjen i en samlet form som en ikke-lineær modstand.

I det mindste vil dette garantere, at enhver forståelse af praktisk arbejde opretholdes ved oprindelsen (0, 0).

Gate Charge Curve Karakteristika

Det er gate-ladningskurve-dataene, der faktisk giver os et rigtigt tip til MOSFET's specifikationer for TÆNDING som vist i nedenstående figur :

Gate Charge Curve Karakteristika

Selvom ovenstående kurve er en standardinddragelse i alle MOSFET-datablad, forstås de underliggende indikationer sjældent af MOSFET-brugeren.

Desuden kræver den moderne fremgang i MOSFET-layouts, såsom grøft og afskærmede porte, en revideret adressering af dataene.

For eksempel kan specifikationen med navnet 'gate-charge' virke lidt vildledende i sig selv.

De lineære og opdelte sektioner af kurven ser ikke ud som spænding, der oplader en kondensator, uanset hvor meget ikke-lineær værdi den kan udvise.

For at være præcis betyder portladningskurven en tilknyttet data for to ikke-parallelle kondensatorer, der har forskellige størrelser og bærer forskellige spændingsniveauer.

I teorien er den funktionelle kapacitans som vidnet fra MOSFET gate terminal defineret med ligningen:

Cudstedelse= Cgs+ Cgd

hvor Cudstedelse= portkapacitans, Cgs= portkildekapacitans, Cgd= portafløbskapacitans

Selvom det kan synes ret simpelt at måle denne enhed og specificere i databladene, skal det bemærkes, at udtrykket Cudstedelseer faktisk ikke en reel kapacitans.

Det kan være helt forkert at tro, at en MOSFET kun er tændt gennem en spænding, der påføres portens kapacitans Cudstedelse'.

Portkapacitans Opladningsdiagram

Som angivet i ovenstående figur, lige før en MOFET tænder, har portkapacitansen ingen ladning, men kapacitansen ved gate-afløb Cgdhar en negativ ladning, som skal elimineres.

Begge disse kapacitans har en ikke-lineær karakter, og deres værdier varierer stort set, da de anvendte spændinger varierer.

Derfor er det vigtigt at bemærke, at det er de lagrede ladninger i MOSFET, der bestemmer dens skifteegenskaber, og ikke kapacitansværdien for et specifikt spændingsniveau.

Da de to kapacitanselementer, der udgør Cudstedelsehar forskellige fysiske egenskaber, de har tendens til at blive ladet med forskellige spændingsniveauer, hvilket kræver, at MOSFET-tændingsprocessen også gennemgår to faser.

Den nøjagtige rækkefølge kan være forskellig for resistive og induktive anvendelser, men typisk er de fleste praktiske belastninger meget induktive, og processen kan simuleres som vist i følgende figur:

MOSFET tænder svar for induktiv belastning

Gate Charge Timing Sequence

Portopladningstimingssekvenserne for MOSFET kan studeres fra nedenstående diagram:

Gate charge tining

Det kan forstås med følgende forklaring:

  1. T0 - T1: Cgsafgifter fra nul til V.GS (th)... VDSeller jegDSgennemgår ingen ændringer.
  2. T1-T2 begynder strømmen at stige i MOSFET som reaktion på den stigende gate spænding fra V.GS (th)op til platusspændingen Vgp.
  3. Her øges IDS og når til fuld belastningsstrøm fra 0 V, skønt VDSforbliver upåvirket og konstant. Den tilknyttede ladning dannes gennem integralet af Cgsfra 0 V til V.gpog Qgsangivet i databladene.
  4. T2 - T3: Observer det flade område mellem T2 og T3, det hedder Miller-plateauet.
  5. Inden tændingen tændes, Cgdoplader og holder op til forsyningsspændingen V.Iindtil jegDSnår topværdien I (belastning) ved T2.
  6. Tiden mellem periode T2 og T3, den negative ladning (VI- Vgp) konverteres til positiv ladning i forhold til platusspændingen Vgp.
  7. Dette kan også visualiseres som faldet i afløbsspændingen fra V.Itil næsten nul.
  8. Den involverede afgift er lig med omkring Cgdintegreret fra 0 til V.i, som er vist som Qgdi datablad.
  9. Under T3 - T4 stiger portens spænding fra V.gptil VGS, og her finder vi næppe nogen ændring for VDSog jegDS, men den effektive RDS (til)falder let, når portens spænding stiger. På et spændingsniveau over V.gp, giver producenterne tilstrækkelig tillid til at fastsætte den øvre grænse for den effektive RDS (til).

Til induktive belastninger

Strømforøgelsen i MOSFET-kanalen på grund af en induktiv belastning skal afsluttes, før spændingen begynder at falde.

Ved starten af ​​plateauet er MOSFET i OFF-tilstand i nærværelse af en høj strøm og spænding over afløb til kilde.

Mellem tiden T2 og T3 er en opladning Qgdpåføres porten til MOSFET, hvor MOSFET-karakteristikken omdannes fra konstant strøm til konstant modstandstilstand i slutningen.

Når ovenstående overgang sker, sker der ingen mærkbar ændring i portens spænding V.gpfinder sted.

Dette er grunden til, at det aldrig er en klog idé at relatere en MOSFET-tændingsproces med et bestemt niveau af gate-spænding.

Det samme kan være tilfældet for OFF OFF-processen, der kræver, at de samme to opladninger (diskuteret tidligere) elimineres fra porten til MOSFET i den modsatte rækkefølge.

MOSFET Skiftehastighed

Mens Qgsplus Qgdsammen sikrer, at MOSFET tænder helt, fortæller den os ikke om, hvor hurtigt dette vil ske.

Hvor hurtigt strømmen eller spændingen skifter bestemmes af den hastighed, hvormed ladelementerne ved porten påføres eller fjernes. Dette betegnes også som portdrevstrømmen.

Selvom en hurtig stignings- og faldhastighed sikrer lavere skiftetab i MOSFET'er, kan disse også give anledning til komplikationer på systemniveau relateret til øgede spidser, svingninger og elektromagnetisk interferens, især under afbrydelse af øjeblikke af den induktive belastning.

Den lineært faldende spænding, der er afbildet i ovenstående figur 7, formår at tage en konstant værdi af Cgd, hvilket måske næppe sker for MOSFET'er i praktiske anvendelser.

For at være præcis, portafløbsladning Cgdfor et højspændings superkryds udviser MOSFET såsom SiHF35N60E en signifikant høj lineær respons, som det kan ses i følgende figur:

MOSFET skiftehastighed

Variationsområdet, der findes i værdien af ​​Crss(omvendt overførsel) er mere end 200: 1 inden for de oprindelige 100 V. På grund af dette ser den faktiske faldtid for spænding mod portens ladningskurve mere ud som den stiplede linje vist i rød farve i figur 7.

Ved højere spændinger er stige- og faldtiderne for ladningerne sammen med deres ækvivalente dV / dt-værdier mere afhængige af værdien af ​​Crssi stedet for integralen af ​​hele kurven angivet som Qgd.

Når brugere vil sammenligne MOSFET-specifikationer inden for forskellige designmiljøer, skal de indse, at MOSFET med halvdelen af ​​Qgdværdi har ikke nødvendigvis to gange hurtigere skifthastighed eller 50% mindre skiftetab.

Dette skyldes ifølge Cgdkurve og dens størrelse ved højere spændinger, kan det være meget muligt for en MOSFET at have en lav Qgd i databladet, men uden nogen forøgelse af skiftehastigheden.

Sammenfatning

I den faktiske implementering sker tændingen af ​​en MOSFET gennem en række processer og ikke med en forudbestemt parameter.

Kredsløbsdesignere skal stoppe med at forestille sig, at VGS (th), eller spændingsniveauer kunne bruges som gate spænding til at skifte MOSFET output fra høj til lav RDS (til).

Det kan være nytteløst at tænke på at have en RDS (til)under eller over et specifikt gate-spændingsniveau, da gate-spændingsniveau ikke i sig selv bestemmer at tænde for en MOSFET. Det er snarere afgifterne Qgsog Qgdintroduceret i MOSFET, der udfører jobbet.

Du kan finde portens spænding stige over V.GS (th)og Vgpunder opladning / afladningsprocessen, men disse er ikke så vigtige.

På samme måde kan hvor hurtigt MOSFET i dag kan tænde eller slukke være en kompleks funktion af Qgseller Qgd.

For at evaluere MOSFET-skiftehastigheder, især de avancerede MOSFET'er, skal designeren gennemgå en omfattende undersøgelse af portens ladekurve og enhedens kapacitanskarakteristik.

Reference: https://www.vishay.com/




Forrige: Overførselsegenskaber Næste: TL494 datablad, pinout, applikationskredsløb