Enkle FET-kredsløb og projekter

Det Field-Effect Transistor eller FET er en 3-terminal halvlederindretning, der bruges til at skifte DC-belastning med høj effekt gennem ubetydelige strømindgange.

FET leveres med nogle unikke funktioner såsom en høj indgangsimpedans (i megohms) og med næsten nul belastning på en signalkilde eller det vedhæftede foregående trin.

FET udviser et højt niveau af transkonduktans (1000 til 12.000 mikroohms, afhængigt af mærket og producentens specifikationer), og den maksimale driftsfrekvens er ligeledes stor (op til 500 MHz for en hel del varianter).

Jeg har allerede diskuteret FET's arbejde og karakteristika i en af ​​mine tidligere artikler som du kan gennemgå for en detaljeret gennemgang af enheden.

I denne artikel vil vi diskutere nogle interessante og nyttige applikationskredsløb ved hjælp af felteffekttransistorer. Alle disse applikationskredsløb, der præsenteres nedenfor, udnytter FET's høje inputimpedansegenskaber til at skabe ekstremt nøjagtige, følsomme elektroniske kredsløb og projekter med bred vifte.

Forforstærker til lyd

FET'er fungerer meget pænt til fremstilling mini AF amplifiers fordi den er lille, tilbyder den høj indgangsimpedans, den kræver kun en lille smule jævnstrøm, og den giver god frekvensrespons.

FET-baserede AF-forstærkere, der indeholder enkle kredsløb, leverer fremragende spændingsforstærkning og kan konstrueres små nok til at blive placeret i et mikrofonhåndtag eller i en AF-testsonde.

Disse introduceres ofte i forskellige produkter mellem faser, hvor der kræves en transmissionsforstærkning, og hvor de gældende kredsløb ikke bør belastes i det væsentlige.

Figuren ovenfor viser kredsløbet for et enkelt trin, en-transistor forstærker med de mange fordele ved FET. Designet er en fælles kildetilstand, der kan sammenlignes med og en fælles-emitter BJT-kredsløb .

Forstærkerens indgangsimpedans er omkring 1M introduceret af modstand R1. Den angivne FET er en billig og let tilgængelig enhed.

Forstærkerens spændingsforstærkning er 10. Den optimale indgangssignalamplitude lige før udgangssignalets topklipning er omkring 0,7 volt rms, og den ækvivalente udgangsspændingsamplitude er 7 volt rms. Ved 100% specifikationer trækker kredsløbet 0,7 mA gennem 12-volt jævnstrømforsyningen.

Ved hjælp af en enkelt FET kan indgangssignalspændingen, udgangssignalspændingen og DC-driftsstrømmen til en vis grad variere på tværs af ovenstående værdier.

Ved frekvenser mellem 100 Hz og 25 kHz er forstærkerresponsen inden for 1 dB fra 1000 Hz-referencen. Alle modstande kan være af typen 1/4 watt. Kondensatorer C2 og C4 er 35-volts elektrolytiske pakker, og kondensatorer C1 og C3 kan være næsten enhver standard lavspændingsenhed.

En standard batteriforsyning eller en hvilken som helst passende jævnstrømforsyning fungerer ekstremt. FET-forstærkeren kan også drives af et par serieforbundne silicium-solcellemoduler.

Hvis det er ønskeligt, kunne konstant justerbar forstærkningskontrol implementeres ved at udskifte et 1 megohm potentiometer til modstand R1. Dette kredsløb fungerer pænt som en forforstærker eller som en hovedforstærker i mange applikationer, der kræver et 20 dB signal boost gennem hele musikområdet.

Den øgede indgangsimpedans og moderat udgangsimpedans vil sandsynligvis imødekomme de fleste specifikationer. Ved ekstremt støjsvage applikationer kunne den angivne FET erstattes med standard matchende FET.

2-trins FET forstærker kredsløb

Det næste diagram nedenfor viser kredsløbet for en to-trins FET-forstærker, der involverer et par lignende RC-koblede trin, svarende til hvad der blev diskuteret i ovenstående segment.

Dette FET-kredsløb er designet til at give et stort boost (40 dB) til ethvert beskedent AF-signal og kan anvendes både individuelt eller introduceres som et trin i udstyr, der kræver denne kapacitet.

Indgangsimpedansen til 2-trins FET-forstærkerkredsløbet er omkring 1 megohm bestemt af inputmodstandsværdien R1. Hele runde spændingsforstærkning af designet er 100, skønt dette antal kan afvige relativt op eller ned med specifikke FET'er.

Den højeste indgangssignalamplitude før udgangssignaltopklipning er 70 mV rms, hvilket resulterer i udgangssignalamplituden på 7 volt rms.

Under fuld funktionel tilstand kan kredsløbet forbruge cirka 1,4 mA gennem 12-volt jævnstrømskilden, men denne strøm kan ændre sig lidt afhængigt af karakteristika for specifikke FET'er.

Vi fandt ikke noget behov for at inkludere et frakoblingsfilter på tværs af trin, da denne type filter kunne medføre en reduktion i strømmen i et trin. Enhedens frekvensrespons blev testet fladt inden for ± 1 dB fra 1 kHz-niveauet, fra 100 Hz til bedre end 20 kHz.

Fordi indgangstrinnet strækker sig ”vidåben”, kan der være en mulighed for brummen, medmindre dette trin og indgangsterminalerne er ordentligt afskærmet.

I vedvarende situationer kunne R1 sænkes til 0,47 Meg. I situationer, hvor forstærkeren skal skabe mindre belastning af signalkilden, kunne R1 øges til meget store værdier op til 22 megohms, da indgangstrinnet er afskærmet ekstremt godt.

Når det er sagt, kan modstand over denne værdi få modstandsværdien til at blive den samme som FET-krydsmodstandsværdien.

Untuned Crystal Oscillator

Et krystaloscillatorkredsløb af Pierce-type, der anvender en enkelt felt-effekt transistor, er vist i det følgende diagram. En krystaloscillator af Pierce-typen har fordelen ved at arbejde uden indstilling. Det skal bare tilsluttes med en krystal og derefter strømforsynes med en jævnstrømsforsyning for at ekstrahere en RF-udgang.

Det ujusterede krystaloscillator anvendes i sendere, urgeneratorer, krystaltestermodtagerens frontender, markører, RF-signalgeneratorer, signalplottere (sekundære frekvensstandarder) og flere relaterede systemer. FET-kredsløbet viser en hurtig starttendens for krystaller, der er bedre egnet til tuning.

Det FET-ujusterede oscillatorkredsløb forbruger ca. 2 mA fra 6-volt jævnstrømskilden. Med denne kildespænding er RF-udgangsspændingen med åbent kredsløb omkring 4% volt rms DC-forsyningsspændinger så meget som 12 volt kunne anvendes, med tilsvarende øget RF-output.

For at finde ud af om oscillator fungerer, luk kontakten S1 og tilslut et RF-voltmeter på tværs af RF-udgangsterminalerne. Hvis en RF-måler ikke er tilgængelig, kan du bruge ethvert DC-voltmeter med høj modstand, der er passende shuntet gennem en generel germaniumdiode.

Hvis målernålen vibrerer, vil det indikere, at kredsløbet fungerer og RF-emission. En anden tilgang kunne være at forbinde oscillatoren med antenne- og jordterminalerne på en CW-modtager, der kunne indstilles med krystalfrekvensen for at bestemme RF-svingningerne.

For at undgå mangelfuld funktion anbefales det kraftigt, at Pierce-oscillatoren arbejder med det specificerede frekvensområde for krystallen, når krystallen er en grundlæggende frekvensskæring.

Hvis der anvendes overtonekrystaller, vil output ikke svinge ved krystallernes nominelle frekvens, snarere med den lavere frekvens som bestemt af krystalforholdene. For at køre krystallen med den nominelle frekvens af en overtone-krystal, skal oscillatoren være af den indstillede type.

Tunet krystaloscillator

Figur A nedenfor viser kredsløbet for en grundlæggende krystaloscillator designet til at fungere med de fleste krystalsorter. Kredsløbet er indstillet ved hjælp af skruetrækkerjusterbar slug inden i induktor L1.

Denne oscillator kan let tilpasses til applikationer som i kommunikations-, instrumenterings- og kontrolsystemer. Det kunne endda anvendes som en loppedrevet sender til kommunikation eller RC-modelkontrol.

Så snart resonanskredsløbet, L1-C1, er indstillet til krystalfrekvensen, begynder oscillatoren at trække omkring 2 mA fra 6-volt jævnstrømskilden. Den tilknyttede RF-udgangsspænding med åbent kredsløb er omkring 4 volt rms.

Tømningsstrømforbruget reduceres med frekvenser på 100 kHz sammenlignet med andre frekvenser på grund af induktorens modstand, der anvendes til denne frekvens.

Den næste figur (B) illustrerer en liste over industrielle, slug-tunede induktorer (L1), der fungerer ekstremt godt med dette FET-oscillatorkredsløb.

Induktanser vælges til 100 kHz normalfrekvens, 5 skinke-radiobånd og 27 MHz-borgerbåndet. Ikke desto mindre er et betydeligt induktansområde taget hånd om ved manipulation af hver induktors slug og et bredere frekvensområde end de bånd, der er foreslået i bordet kunne erhverves med hver enkelt spole.

Oscillatoren kunne indstilles til din krystalfrekvens ved blot at dreje sneglen op / ned af induktoren (L1) for at få den optimale afvigelse af det tilsluttede RF voltmeter over RF-udgangsterminalerne.

En anden metode ville være at indstille L1 med en 0 - 5 DC tilsluttet ved punkt X: Derefter finjusteres L1-sneglen, indtil der ses en aggressiv dip ved måleraflæsning.

Slug tuning faciliteten giver dig en nøjagtigt tunet funktion. I applikationer, hvor det bliver vigtigt at indstille oscillatoren ofte ved hjælp af en nulstillelig kalibrering, skal der anvendes en 100 pF justerbar kondensator i stedet for C2, og sneglen bruges kun til at fastsætte den maksimale frekvens af ydeevneområdet.

Faseskift lydoscillator

Faseskift-oscillatoren er faktisk et let modstands-kapacitans-tunet kredsløb, der er ønsket for sit krystalklare udgangssignal (minimum forvrængning sinusbølgesignal).

Felteffekt-transistoren FET er mest gunstig for dette kredsløb, fordi den høje inputimpedans af denne FET næsten ikke frembringer belastning af det frekvensbestemmende RC-trin.

Ovenstående figur viser kredsløbet for en faseskift AF-oscillator, der arbejder med en ensom FET. I dette særlige kredsløb afhænger frekvensen af ​​3-bens RC faseskift kredsløb (C1-C2-C3-R1-R2-R3), som giver oscillatoren sit specifikke navn.

For den påtænkte 180 ° faseforskydning til svingning er værdierne for Q1, R og C i feedback-linjen passende valgt til at generere en 60 ° forskydning på hver enkelt pin (R1-C1, R2-C2 og R3-C3) mellem afløb og port til FET Q1.

For nemheds skyld vælges kapaciteterne til at være ens i værdi (C1 = C2 = C3), og modstandene bestemmes ligeledes med lige store værdier (R1 = R2 = R3).

Frekvensen af ​​netværksfrekvensen (og for den sags skyld oscilleringsfrekvensen for designet) vil i så fald være f = 1 / (10,88 RC). hvor f er i hertz, R i ohm og C i farads.

Med værdierne præsenteret i kredsløbsdiagrammet er frekvensen som resultat 1021 Hz (for nøjagtigt 1000 Hz med de 0,05 uF kondensatorer skal R1, R2 og R3 hver for sig være 1838 ohm). Mens du spiller med en faseforskydningsoscillator, kan det være bedre at finjustere modstandene sammenlignet med kondensatorerne.

For en kendt kapacitans (C) vil den tilsvarende modstand (R) for at få en ønsket frekvens (f) være R = 1 / (10,88 f C), hvor R er i ohm, f i hertz og C i farads.

Derfor, med de 0,05 uF kondensatorer, der er angivet i figuren ovenfor, er den nødvendige modstand til 400 Hz = 1 / (10,88 x 400 X 5 X 10 ^ 8) = 1 / 0,0002176 = 4596 ohm. 2N3823 FET leverer den store transkonduktans (6500 / umho), der er nødvendig for optimal bearbejdning af FET faseskift-oscillatorkredsløbet.

Kredsløbet trækker omkring 0,15 mA gennem 18-volt jævnstrømskilden, og det åbne kredsløb AF-output er omkring 6,5 volt rms. Alle modstande, der anvendes i kredsløbet, er or1 / 4-watt 5%. Kondensatorer C5 og C6 kan være en hvilken som helst praktisk lavspændingsenhed.

Elektrolytkondensator C4 er faktisk en 25 volt enhed. For at sikre en stabil frekvens skal kondensatorer Cl, C2 og C3 være af bedste kvalitet og nøje afstemt med kapacitans.

Supergenerativ modtager

Det næste diagram afslører kredsløbet for en selvdæmpende form for supergenerativ modtager konstrueret ved hjælp af en 2N3823 VHF felt-effekt transistor.

Ved hjælp af 4 forskellige spoler til L1 vil kredsløbet hurtigt registrere og begynde at modtage 2, 6 og 10 meter skinkebåndsignaler og muligvis endda 27 MHz stedet. Spoledetaljerne er angivet nedenfor:

• For at modtage 10 meter bånd eller 27 MHz bånd skal du bruge L1 = 3,3 uH til 6,5 uH induktans over en keramisk form, kerneprop i pulveriseret jern.
• Til modtagelse af 6 meter bånd skal du bruge L1 = 0,99 uH til 1,5 uH induktans, 0,04 over en keramisk form og jernprofil.
• Til modtagelse af 2-meter amatørbåndvind L1 med 4 omdrejninger nr. 14 bar tråd luftviklet 1/2 tommer diameter.

Frekvensområdet muliggør modtageren specifikt til standardkommunikation såvel som til radiomodelstyring. Alle induktorer er ensomme, 2-terminal pakker.

Det 27 MHz og 6 og 10 meter induktorer er almindelige, slug-tunede enheder, der skal installeres på to-bens stikkontakter for hurtig tilslutning eller udskiftning (for enkeltbåndsmodtagere kan disse induktorer loddes permanent over printkortet).

Når det er sagt, skal 2-meter-spolen vikles af brugeren, og også denne skal forsynes med en push-in-type basestik bortset fra i en enkeltbåndsmodtager.

Et filternetværk omfattende (RFC1-C5-R3) eliminerer RF-ingrediensen fra modtagerudgangskredsløbet, mens et yderligere filter (R4-C6) dæmper dæmpningsfrekvensen. En passende 2,4 uH-induktor til RF-filteret.

Sådan opsættes

Sådan kontrolleres det supergenerative kredsløb i starten:
1- Forbind højimpedanshovedtelefoner til AF-udgangsslots.
2- Juster lydstyrkepotten R5 til det højeste outputniveau.
3- Juster regenereringskontrolpotte R2 til den nederste grænse.
4 - Juster tuningkondensator C3 til det højeste kapacitansniveau.
5- Tryk på kontakten S1.
6- Bliv ved med at bevæge potentiometer R2, indtil du finder en kraftig hvæsende lyd på et bestemt punkt på puljen, hvilket indikerer start supergeneration. Lydstyrken på dette sus vil være temmelig konsistent, når du justerer kondensatoren C3, men det skal forbedres lidt, da R2 flyttes op mod det øverste niveau.

7-Next Tilslut antennen og jordforbindelserne. Hvis du finder ud af, at antenneforbindelsen ophører med at hvæse, skal du finjustere antennetrimerkondensatoren C1, indtil den hvæsende lyd kommer tilbage. Du bliver nødt til at justere denne trimmer med en isoleret skruetrækker, kun en gang for at aktivere rækkevidden for alle frekvensbånd.
8- Nu skal du indstille signaler i hver eneste station, idet du observerer modtagerens AGC-aktivitet og lydresponsen fra talebehandlingen.
9-Modtagerhjul, monteret på C3, kunne kalibreres ved hjælp af en AM-signalgenerator, der er fastgjort til antennen og jordterminalerne.
Tilslut højimpedanshøretelefoner eller AF-voltmeter til AF-udgangsterminaler, med hver tilpasning af generatoren, juster C3 for at få det optimale niveau af lydtop.

De øverste frekvenser i båndene på 10 meter, 6 meter og 27 MHz kunne placeres på det samme sted over C3-kalibreringen ved at ændre skruesneglerne i de tilknyttede spoler ved hjælp af signalgeneratoren fast ved den matchende frekvens og have C3 fast på det krævede punkt tæt på minimal kapacitans.

2-meter-spolen er ikke desto mindre uden en snegl og skal justeres ved at klemme eller strække sin vikling for at blive tilpasset topbåndsfrekvensen.

Konstruktøren skal huske på, at den supergenerative modtager faktisk er en aggressiv radiator af RF-energi og kan alvorligt komme i konflikt med andre lokale modtagere, der er indstillet til den samme frekvens.

Antennekoblingstrimmeren, C1, hjælper med at give en lille dæmpning af denne RF-stråling, og dette kan også resultere i et fald i batterispændingen til minimumsværdien, som alligevel styrer anstændig følsomhed og lydvolumen.

En radiofrekvensforstærker, der drives foran supergeneratoren, er et ekstremt produktivt medium til reduktion af RF-emission.

Elektronisk DC voltmeter

Følgende figur viser kredsløbet for et symmetrisk elektronisk DC voltmeter med en indgangsmodstand (som inkluderer 1 megohm modstand i den afskærmede sonde) på 11 megohms.

Enheden bruger cirka 1,3 mA fra et integreret 9-volt batteri, B, og kan således være i drift i lange perioder. Denne enhed specialiserer sig i måling af 0-1000 volt i 8 områder: 0-0,5, 0-1, 0-5, 0-10, 0-50, 0-100,0-500 og O-1000 volt.

Indgangsspændingsdeleren (områdeskift), de nødvendige modstande består af serieforbundne stamværdimodstande, der skal bestemmes forsigtigt for at opnå modstandsværdier så tæt som muligt på de portrætterede værdier.

Hvis der kan opnås præcisionsinstrumenter af instrumenttypen, kan mængden af ​​modstande i denne tråd reduceres med 50%. Betydning, udskift 5 Meg for R2 og R3. til R4 og R5, 4 Meg. til R6 og R7, 500 K til R8 og R9, 400 K til R10 og R11, 50 K til R12 og R13, 40K til R14 og R15, 5 K og til R16 og R17,5 K.

Dette velafbalanceret DC voltmeter kredsløb har næsten ingen nul-drift nogen form for drift i FET Q1 modvirkes automatisk med en balancerende drift i Q2. FET'ernes interne afløb-til-kilde-forbindelser sammen med modstandene R20, R21 og R22 skaber en modstandsbro.

Display-mikroammeter M1 fungerer som detektoren i dette bronetværk. Når et nul signalindgang påføres det elektroniske voltmeter kredsløb, defineres måler M1 til nul ved at justere balancen på denne bro ved hjælp af potentiometer R21.

Hvis en jævnstrømsspænding herefter gives til indgangsterminalerne, forårsager ubalance i broen på grund af den interne afløb til kilde-modstandsændring af FET'erne, hvilket resulterer i en forholdsmæssig afbøjning ved måleraflæsningen.

Det RC filter oprettet af R18 og C1 hjælper med at eliminere vekselstrøm og støj registreret af sonden og spændingskoblingskredsløbene.

Indledende kalibreringstips

Anvendelse af nul spænding på tværs af indgangsterminalerne:
1 Tænd S2, og juster potentiometer R21, indtil måleren M1 viser nul på skalaen. Du kan indstille områdekontakten S1 til ethvert sted i dette indledende trin.

2- Positionsafbryder til 1 V-placering.
3- Tilslut en nøjagtigt målt 1 volt jævnstrømsforsyning på tværs af indgangsterminaler.
4- Finjuster kalibreringskontrolmodstand R19 for at få en præcis fuldskalaafbøjning på måler M1.
5- Fjern kort indgangsspændingen, og kontroller, om måleren stadig er på nulpunktet. Hvis du ikke kan se det, skal du nulstille R21.
6- Bland mellem trin 3, 4 og 5, indtil du ser afbøjning i fuld skala på måleren som reaktion på en 1 V-indgangsforsyning, og nålen vender tilbage til nulmærket, så snart 1 V-indgangen er fjernet.

Rheostat R19 kræver ingen gentagelsesopsætning, når ovenstående procedurer er implementeret, medmindre dens indstilling naturligvis bliver forskudt på en eller anden måde.

R21, der er beregnet til nulstilling, kan kræve bare sjælden nulstilling. Hvis rækkeviddemodstande R2 til R17 er præcisionsmodstande, vil denne enkelt-områdekalibrering være lige nok resterende intervaller vil automatisk komme ind i kalibreringsområdet.

En eksklusiv spændingsknap kunne tegnes til måleren, eller den allerede tilstedeværende 0-100 uA-skala kunne markeres i volt ved at forestille sig den passende multiplikator over alle undtagen 0-100 volt-området.

Voltmeter med høj impedans

Et voltmeter med en utrolig høj impedans kunne bygges gennem en felteffekt transistorforstærker. Figuren nedenfor viser et simpelt kredsløb til denne funktion, der hurtigt kan tilpasses til en yderligere forbedret enhed.

I mangel af en spændingsindgang bevarer R1 FET-porten ved negativt potentiale, og VR1 er defineret for at sikre, at forsyningsstrøm via måleren M er minimal. Så snart FET-porten forsynes med en positiv spænding, angiver meter M forsyningsstrømmen.

Modstand R5 er kun placeret som en strømbegrænsende modstand for at beskytte måleren.

Hvis der anvendes 1 megohm til R1, og 10 megohm modstande til R2, R3 og R4 vil måleren kunne måle spændingsintervaller mellem ca. 0,5v til 15v.

VR1 potentiometeret kan normalt være 5k

Belastningen håndhævet af måleren på et 15v kredsløb vil være en høj impedans, mere end 30 megohms.

Kontakt S1 bruges til at vælge forskellige måleområder. Hvis der anvendes 100 uA meter, kan R5 være 100 k.

Måleren giver muligvis ikke en lineær skala, selvom specifik kalibrering let kan oprettes gennem en pot og voltmeter, hvilket gør det muligt for enheden at måle alle de ønskede spændinger på tværs af testledningerne.

Kapacitansmåler til direkte aflæsning

Måling af kapacitansværdier hurtigt og effektivt er hovedfunktionen i kredsløbet præsenteret i kredsløbsdiagrammet nedenfor.

Denne kapacitansmåler implementerer disse 4 separate områder 0 til 0,1 uF 0 til 200 uF, 0 til 1000 uF, 0 til 0,01 uF og 0 til 0,1 uF. Arbejdsproceduren for kredsløbet er ret lineær, hvilket muliggør let kalibrering af 0-50 DC mikroammeter M1-skalaen i picofarads og microfarads.

En ukendt kapacitans, der blev tilsluttet slots X-X, kunne derefter måles lige igennem måleren uden behov for nogen form for beregninger eller afbalanceringsmanipulationer.

Kredsløbet kræver omkring 0,2 mA gennem et indbygget 18 volt batteri, B. I dette specifikke kapacitansmålerkredsløb fungerer et par FET'er (Q1 og Q2) i en standard afløbskoblet multivibratortilstand.

Multivibratorudgangen, opnået fra Q2-afløbet, er en firkantbølge med konstant amplitude med en frekvens, der hovedsageligt bestemmes af værdierne på kondensatorerne C1 til C8 og modstandene R2 til R7.

Kapacitanserne på hvert af områdene vælges identisk, mens det samme gøres for modstandsvalget.

En 6-polet. 4-position. drejekontakt (S1-S2-S3-S4-S5-S6) vælger de relevante multivibratorkondensatorer og modstande sammen med målekredsløbets modstandskombination, der er nødvendig for at levere testfrekvensen for et valgt kapacitansområde.

Firkantbølgen påføres målerkredsløbet gennem den ukendte kondensator (forbundet over terminalerne X-X). Du behøver ikke bekymre dig om nogen nulmålerindstilling, da målernålen kan eb forventes at hvile på nul, så længe en ukendt kondensator ikke er tilsluttet stik X-X.

For en valgt firkantbølgefrekvens genererer målernålens afbøjning en direkte proportional aflæsning til værdien af ​​den ukendte kapacitans C sammen med et pænt og lineært svar.

Derfor, hvis der i den indledende kalibrering af kredsløbet er implementeret ved hjælp af en nøjagtigt identificeret 1000 pF kondensator, der er fastgjort til terminalerne XX, og områdekontakten er positioneret til position B, og kalibreringspotten R11 justeret til at opnå en nøjagtig fuldskalaafbøjning på måleren M1 , så måler måleren uden tvivl 1000 pF-værdien ved dens fulde skalaudbøjning.

Siden den foreslåede kapacitansmåler kredsløb giver et lineært svar på dets, kan 500 pF forventes at læse i omkring halv skala af målerhjulet, 100 pF i skala 1/10 og så videre.

For de 4 områder af kapacitansmåling , kan multivibratorfrekvensen skiftes til følgende værdier: 50 kHz (0—200 pF), 5 kHz (0-1000 pF), 1000 Hz (0—0,01 uF) og 100 Hz (0-0,1 uF).

Af denne grund bytter kontaktsegmenter S2 og S3 multivibratorkondensatorerne med ækvivalente sæt sammen med kontaktsektionerne S4 og S5, der skifter multivibratormodstandene gennem ækvivalente par.

De frekvensbestemmende kondensatorer skal parres med kapacitans parvis: C1 = C5. C2 = C6. C3 = C7 og C4 = C8. Tilsvarende skal de frekvensbestemmende modstande være modstandsmatchede parvis: R2 = R5. R3 = R6 og R4 = R7.

Belastningsmodstandene R1 og R8 ved FET-afløbet skal ligeledes tilpasses passende. Gryderne R9. R11, R13 og R15, der bruges til kalibreringen, bør være trådviklede typer, og da disse kun justeres til kalibreringsformålet, kan de monteres inde i kredsløbets kabinet og forsynes med skårne aksler, der muliggør justering gennem en skruetrækker.

Alle de faste modstande (R1 til R8. R10, R12. R14) skal være 1 watt.

Indledende kalibrering

For at starte kalibreringsprocessen skal du bruge fire perfekt kendte kondensatorer med meget lav lækage med værdierne: 0,1 uF, 0,01 uF, 1000 pF og 200 pF,
1-Hold områdekontakten i position D, og ​​sæt 0,1 uF-kondensatoren i klemmerne X-X.
2-TÆND S1.

Der kan tegnes et særskilt målekort, eller der kan skrives tal på det eksisterende mikroammeter baggrundsknap for at indikere kapacitansområder på 0-200 pF, 0-1000 pF, 0-0,01 uF og 0-0 1 uF.

Da kapacitansmåleren bruges yderligere, kan du måske føle det nødvendigt at tilslutte en ukendt kondensator til terminaler X-X tænde S1 for at teste kapacitansaflæsningen på måleren. For størst mulig præcision tilrådes det at inkorporere det område, som tillader afbøjning omkring den øverste del af målestokken.

Field Strength Meter

FET-kredsløbet nedenfor er designet til at detektere styrken af ​​alle frekvenser inden for 250 MHz eller kan være endnu højere nogle gange.

En lille metalpind, stang, teleskopisk antenne registrerer og modtager radiofrekvensenergien. D1 korrigerer signalerne og leverer en positiv spænding til FET-porten over R1. Denne FET fungerer som en DC-forstærker. 'Set Zero' potten kan være en værdi mellem 1k og 10k.

Når der ikke er noget RF-indgangssignal, justerer det gate- / kildepotentialet på en måde, så at måleren kun viser en lille strøm, som stiger proportionalt afhængigt af niveauet for input-RF-signalet.

For at få højere følsomhed kan der installeres et 100uA meter. Ellers fungerer en lavfølsomhedsmåler som 25uA, 500uA eller 1mA muligvis også ret godt og giver de krævede RF-styrke målinger.

Hvis feltstyrke meter kræves kun for at teste for VHF, skal en VHF-choker inkorporeres, men for normal anvendelse omkring lavere frekvenser er en kortbølgedrossel afgørende. En induktans på ca. 2,5 mH vil gøre jobbet i op til 1,8 MHz og højere frekvenser.

FET feltstyrkemålerkredsløbet kunne bygges inde i en kompakt metalkasse med antennen lodret uden for kabinettet.

Under drift muliggør enheden en tuning af en endelig forstærker og antennekredsløb til transmitteren, eller omjustering af bias, drev og andre variabler for at bekræfte den optimale udstrålede output.

Resultatet af justeringer kunne ses gennem den skarpe opadgående afbøjning eller neddypning af målernålen eller aflæsningen på feltstyrkemåleren.

Fugtdetektor

Det følsomme FET-kredsløb, der er demonstreret nedenfor, genkender eksistensen af ​​atmosfærisk fugt. Så længe sansepuden er fri for fugt, vil dens modstand være overdreven.

På den anden side vil tilstedeværelsen af ​​fugt på puden sænke dens modstand, derfor vil TR1 tillade ledning af strøm ved hjælp af P2, hvilket får basen af ​​TR2 til at blive positiv. Denne handling aktiverer relæet.

VR1 gør det muligt at justere det niveau, hvor TR1 tænder, og beslutter derfor følsomheden af ​​kredsløbet. Dette kunne løses til et ekstremt højt niveau.

Potten VR2 gør det muligt at justere kollektorstrømmen for at sikre, at strøm gennem relæspolen er meget lille i de perioder, hvor sensorpuden er tør.

TR1 kan være 2N3819 eller en hvilken som helst anden almindelig FET, og TR2 kan være en BC108 eller en anden almindelig NPN-transistor med høj forstærkning. Sansepuden produceres hurtigt fra 0,1 in eller 0,15 i matrixperforeret kredsløb PCB med ledende folie på tværs af hullerne.

Et kort, der måler 1 x 3 tommer, er tilstrækkeligt, hvis kredsløbet bruges som en vandstandsdetektor, men et større kort (måske 3 x 4 tommer) anbefales til aktivering af FET fugtdetektion , især i regntiden.

Advarselsenheden kan være en hvilken som helst ønsket enhed såsom en indikatorlampe, klokke, summer eller lydoscillator, og disse kan integreres inde i kabinettet eller placeres eksternt og tilsluttes gennem et forlængerkabel.

Strøm regulator

Den enkle FET-spændingsregulator, der er forklaret nedenfor, giver rimelig god effektivitet ved at bruge et mindst antal dele. Det grundlæggende kredsløb er vist nedenfor (øverst).

Enhver form for variation i udgangsspænding induceret gennem en ændring i belastningsmodstand ændrer gate-kilde spænding af f.e.t. via R1 og R2. Dette fører til en modvirkende ændring i afløbsstrømmen. Stabiliseringsforholdet er fantastisk ( ≈ 1000) dog er outputmodstanden ret høj R0> 1 / (YFs> 500Ω), og udgangsstrømmen er faktisk minimal.

For at besejre disse uregelmæssigheder, den forbedrede bund spændingsregulator kredsløb kan bruges. Outputmodstanden reduceres enormt uden at gå på kompromis med stabiliseringsforholdet.

Den maksimale udgangsstrøm er begrænset af den tilladte spredning af den sidste transistor.

Modstand R3 er valgt for at skabe en hvilestrøm på et par mA i TR3. En god testopsætning, der anvendte de angivne værdier, forårsagede en ændring på mindre end 0,1 V, selv når belastningsstrømmen blev varieret fra 0 til 60 mA ved 5 V udgang. Effekten af ​​temperaturen på udgangsspændingen blev ikke undersøgt, men den kunne muligvis holdes under kontrol gennem korrekt valg af afløbsstrømmen til f.e.t.

Audio Mixer

Du kan nogle gange være interesseret i at fade-in eller fade-out eller bland et par lydsignaler på tilpassede niveauer. Nedenstående kredsløb kan bruges til at opnå dette formål. En bestemt indgang er associeret med sokkel 1, og den anden til sokkel 2. Hver enkelt indgang er designet til at acceptere høje eller andre impedanser og besidder uafhængig volumenkontrol VR1 og VR2.

R1- og R2-modstande giver isolering fra potterne VR1 og VR2 for at sikre, at en laveste indstilling fra en af ​​potterne ikke jorder indgangssignalet til den anden potte. En sådan opsætning er passende til alle standardapplikationer ved hjælp af mikrofoner, pick-up, tuner, mobiltelefon osv.

FET 2N3819 såvel som andre FET'er til lyd og generelle formål fungerer uden problemer. Output skal være et afskærmet stik gennem C4.

Enkel tonekontrol

Variable musiktonekontroller muliggør tilpasning af lyd og musik i henhold til personlig præference eller tillader en vis kompensation for at øge det generelle frekvensrespons for et lydsignal.

Disse er uvurderlige for standardudstyr, der ofte kombineres med krystal- eller magnetiske indgangsenheder eller til radio og forstærker osv., Og som mangler indgangskredsløb beregnet til sådan musikspecialisering.

Tre forskellige passive tonekontrolkredsløb er demonstreret i figuren nedenfor.

Disse designs kan fås til at fungere med et fælles forforstærkertrin som vist i A. Med disse passive tonekontrolmoduler kan der være et generelt tab af lyd, der forårsager en vis reduktion i udgangssignalniveauet.

Hvis forstærkeren ved A inkluderer tilstrækkelig forstærkning, kan der stadig opnås tilfredsstillende lydstyrke. Dette afhænger af forstærkeren samt andre forhold, og når det antages, at en forforstærker muligvis genopretter lydstyrken. I trin A fungerer VR1 som tonekontrol, højere frekvenser minimeres som reaktion på, at dens visker kører mod C1.

VR2 er kablet til at danne en forstærkning eller lydstyrkekontrol. R3 og C3 tilbyder kildeforstyrrelse og forbikørsel, og R2 fungerer som drænlydbelastningen, mens output er hentet fra C4. R1 med C2 bruges til at afkoble den positive forsyningsledning.

Kredsløbene kan få strøm fra en 12V jævnstrømforsyning. R1 kunne ændres, hvis det kræves for større spændinger. I dette og relaterede kredsløb finder du betydelig bredde i valg af størrelsesorden for positioner som C1.

På kredsløb B fungerer VR1 som en top cut-kontrol og VR2 som volumenkontrol. C2 er koblet til porten ved G, og en 2,2 M modstand tilbyder DC-ruten gennem porten til negativ linje, de resterende dele er R1, R2, P3, C2, C3 og C4 som ved A.

Typiske værdier for B er:

• C1 = 10nF
• VR1 = 500k lineær
• C2 = 0,47 uF
• VR2 = 500 k log

En anden topskåret kontrol afsløres ved C. Her er R1 og R2 identiske med R1 og R2 af A.

C2 af A inkorporeres som ved A. Lejlighedsvis kunne denne type tonekontrol inkluderes i et allerede eksisterende trin med næsten ingen hindring for printkortet. C1 ved C kan være 47nF og VR1 25k.

Større størrelser kunne afprøves for VR1, men det kunne resultere i, at en stor del af det hørbare område af VR1 kun spiser en lille del af dens rotation. C1 kunne gøres højere for at give forbedret topskæring. Resultaterne opnået med forskellige delværdier påvirkes af kredsløbets impedans.

Enkeltdiode FET Radio

Det næste FET-kredsløb nedenfor viser et simpelt forstærket dioderadio-modtager ved hjælp af en enkelt FET og nogle passive dele. VC1 kan være en typisk størrelse 500 pF eller identisk GANG-tuningkondensator eller en lille trimmer, hvis alle proportioner skal være kompakte.

Tuning antennespolen er bygget ved hjælp af halvtreds omdrejninger på 26 swg til 34 swg wire over en ferritstang. eller kunne reddes fra enhver eksisterende mediumbølge-modtager. Antallet af vikling muliggør modtagelse af alle nærliggende MW-bånd.

MW TRF radiomodtager

Den næste relativt omfattende TRF MW radiokredsløb kan bygges ved hjælp af kun en coupe af FET'er. Det er designet til at give en anstændig modtagelse af hovedtelefoner. For en længere rækkevidde kunne en længere antennetråd fastgøres til radioen, ellers kunne den bruges med lavere følsomhed ved kun at afhænge af ferritstangspolen til nærliggende MW-signaloptagelse. TR1 fungerer som detektoren, og regenerering opnås ved at banke på indstillingsspolen.

Anvendelsen af ​​regenerering forbedrer selektiviteten såvel som følsomheden over for svagere transmissioner. Potentiometeret VR1 tillader manuel justering af afløbspotentialet for TR1 og fungerer således som en regenereringskontrol. Audio output fra TR1 er forbundet med TR2 ved C5.

Denne FET er en lydforstærker, der driver hovedtelefonerne. Et komplet headset er mere velegnet til afslappet indstilling, selvom telefoner med en DC-modstand på ca. 500 ohm eller omkring 2k impedans vil levere fremragende resultater til denne FET MW-radio. Hvis der ønskes et mini-ørestykket til lytningen, kan dette være en magnetisk enhed med moderat eller høj impedans.

Hvordan man laver antennespolen

Tuning antennespolen er bygget ved hjælp af halvtreds omdrejninger af superemaljeret 26swg ledning over en standard ferritstang med en længde på omkring 5in x 3/8in. Hvis drejningerne vikles over et tyndt kortrør, der letter glidning af spolen på stangen, kan det muligvis være muligt at justere bånddækningen optimalt.

Opviklingen starter ved A, aflytning af antennen kan trækkes ud ved punkt B, som ligger omkring 25 omdrejninger.

Punkt D er den jordede endeterminal på spolen. Den mest effektive placering af aflytning C afhænger retfærdigt af den valgte FET, batterispændingen, og om radiomodtageren kombineres med en ekstern antenneledning uden antenne.

Hvis aftapningen C er for tæt på slutningen D, ophører regenerering med at starte eller vil være ekstremt dårlig, selv med VR1 drejet for optimal spænding. At have mange omdrejninger mellem C og D vil imidlertid føre til svingning, selv med VR1 bare lidt drejet, hvilket får signalerne til at blive svækket.