Hakfilterkredsløb med designdetaljer

I denne artikel gennemgår vi en detaljeret diskussion om, hvordan man designer hakefiltre med præcis centerfrekvens og for maksimal effekt.

Hvor der anvendes hakfilter

Hakfilterkredsløb bruges normalt til at undertrykke, annullere eller annullere et bestemt frekvensområde for at undgå irriterende eller uønsket interferens inden for en kredsløbskonfiguration.

Det bliver specifikt nyttigt i følsomt lydudstyr såsom forstærkere, radiomodtagere, hvor et enkelt eller et valgt antal uønskede forstyrrende frekvenser skal elimineres på en enkel måde.

Aktive hakfiltre blev aktivt brugt i de tidligere årtier til forstærker- og lydapplikationer til eliminering af 50- og 60-Hz brumforstyrrelser. Disse netværk har været skønt noget akavet set fra synspunktene for center notch frekvens (f0) tuning, balance og konsistens.

Med introduktionen af ​​de moderne højhastighedsforstærkere blev det bydende nødvendigt at oprette kompatible højhastigheds hakfiltre, som kunne anvendes til håndtering af højhastigheds hakfrekvensfiltrering med en effektiv hastighed.

Her vil vi prøve at undersøge mulighederne og de tilknyttede kompleksiteter, der er involveret i fremstillingen af ​​filtre med høj hak.

Vigtige egenskaber

Før vi går ind i emnet, skal vi først opsummere de vigtige egenskaber, der kan være strengt nødvendige, når vi designer de foreslåede højhastigheds hakfiltre.

1) Den stejlhed af nuldybden, der er angivet i figur 1-simulering, er muligvis ikke mulig praktisk, de mest effektive opnåelige resultater kan ikke være over 40 eller 50 dB.

2) Derfor skal det forstås, at den mere vigtige faktor, der skal forbedres, er centerfrekvensen og Q, og designeren skal fokusere på dette i stedet for dybden af ​​hakket. Hovedformålet med at lave et hakfilterdesign skal være niveauet for afvisning af den uønskede forstyrrende frekvens, dette skal være optimalt.

3) Ovenstående problem kan løses optimalt ved at foretrække de bedste værdier for R- og C-komponenterne, som kan implementeres korrekt ved hjælp af RC-regnemaskine vist i Reference 1, som kan bruges til korrekt identifikation af R0 og C0 for et bestemt hakfilter, der designer applikationen.

Følgende data vil udforske og hjælpe med at forstå designet af nogle interetsing hak filter topologier:

Twin-T hakfilter

Twin-T-filterkonfigurationen vist i figur 3 ser ganske interessant ud på grund af dens gode ydeevne og involveringen af ​​kun en enkelt opamp i designet.

Skematisk

Selvom det ovenfor angivne hakfilterkredsløb er rimeligt effektivt, kan det have visse ulemper på grund af den ekstreme enkelhed, det har, som angivet nedenfor:

Designet bruger 6 præcisionskomponenter til sin indstilling, hvor et par af disse til at opnå forhold mellem de andre. Hvis denne komplikation skal undgås, kan kredsløbet muligvis medtage yderligere 8 præcisionskomponenter, såsom R0 / 2 = 2no R0 i parallel og 2 i C0 = 2 nos C0 parallelt.

En Twin-T-topologi fungerer ikke let med en enkelt strømforsyning og er ikke i overensstemmelse med fuldgyldige differentialforstærkere.

Omfanget af modstandsværdier fortsætter med at stige på grund af RQ<< R0 necessity which in turn may influence on the level of depth of the desired center frequency.

Men selv med ovennævnte besvær, hvis det lykkes brugeren at optimere designet med nøjagtige komponenter af høj kvalitet, kan en rimelig effektiv filtrering forventes og implementeres til den givne applikation.

Fly Notch Filter

Figur 4 viser Fliege Notch-filterdesignet, som identificerer et par forskellige fordele sammenlignet med Twin-T-modstykket som beskrevet nedenfor:

1) Den indeholder kun et par præcisionskomponenter i form af Rs og Cs for at opfylde en nøjagtig centerfrekvensindstilling.

2) Et bemærkelsesværdigt aspekt ved dette design er, at det tillader mindre unøjagtigheder inden for komponenterne og indstillingerne uden at påvirke dybden af ​​hakpunktet, selvom centerfrekvensen kan ændre sig lidt i overensstemmelse hermed.

3) Du finder et par modstande, der er ansvarlige for at bestemme centerfrekvensen diskret, hvis værdier muligvis ikke er ekstremt kritiske

4) Konfigurationen muliggør opsætning af centerfrekvensen med et forholdsvis smalt interval uden at påvirke hakdybden til et betydeligt niveau.

Imidlertid er den negative ting ved denne toplogi brugen af ​​to opamper, og alligevel bliver den ikke anvendelig med differentialforstærkere.

Simuleringsresultater

Simuleringer blev oprindeligt gennemført med de mest egnede opamp-versioner. Virkelige opamp-versioner blev kort efter anvendt, hvilket genererede resultater, der var sammenlignelige med dem, der blev opdaget i laboratoriet.

Tabel 1 viser de komponentværdier, der blev brugt til skematisk i figur 4. Det syntes ikke at være nogen mening i at udføre simuleringer ved eller over 10 MHz, hovedsageligt fordi laboratorietests i det væsentlige blev udført som en opstart, og 1 MHz var den førende frekvens, hvor der var behov for at anvende et hakfilter.

Et ord om kondensatorer : På trods af at kapacitansen kun er et 'tal' til simuleringer, er reelle kondensatorer designet af unikke dielektriske elementer.

I 10 kHz fordrede modstandsværdistræk kondensatoren til en værdi på 10 nF. Selvom dette gjorde tricket korrekt i demo, krævede det en justering fra et NPO-dielektrikum til et X7R-dielektrikum i laboratoriet, hvilket fik hakfilteret til at falde fuldstændigt med dets funktion.

Specifikationerne for de anvendte 10-nF kondensatorer var i tæt nærhed i værdi, som et resultat var faldet i hakdybde hovedsageligt ansvarlig på grund af dårlig dielektrikum. Kredsløbet blev tvunget til at vende tilbage til respekterne for en Q = 10, og en 3-MΩ for R0 blev anvendt.

For virkelige kredsløb anbefales det at overholde NPO-kondensatorer. Kravværdierne i tabel 1 blev betragtet som et godt valg ligeledes i simuleringer og i laboratorieudvikling.

I begyndelsen blev simuleringerne udført uden 1-kΩ potentiometeret (de to 1-kΩ faste modstande var specifikt forbundet synkroniseret og til den ikke inverterende indgang fra den nedre opamp).

Demo-output er præsenteret i figur 5. Du finder 9 stykker resultater i figur 5, men det kan være, at bølgeformerne pr. Q-værdi overlapper dem ved de andre frekvenser.

Beregning af centerfrekvens

Centerfrekvensen er under alle omstændigheder moderat over et strukturmål på 10 kHz, 100 kHz eller 1 MHz. Dette kan være så tæt som en udvikler kan erhverve med en accepteret E96-modstand og E12-kondensator.

Tænk over situationen ved hjælp af et 100 kHz hak:

f = 1 / 2πR0C0 = 1 / 2π x 1,58k x 1nF = 100,731 kHz

Som man kan se, ser resultatet lidt ud af mærket, dette kan strømlines yderligere og gøres tættere på den krævede værdi, hvis 1nF-kondensatoren er modificeret med en standard E24-værdikondensator, som vist nedenfor:

f = 1 / 2π
x 4.42k x 360 pF = 100.022 kHz, ser meget bedre ud

Brugen af ​​E24-versionskondensatorer kan medføre væsentligt mere præcise centerfrekvenser det meste af tiden, men alligevel kan det på en eller anden måde opnå E24-seriemængder være en dyre (og unødig) omkostning i mange laboratorier.

Selvom det kunne være praktisk at evaluere E24-kondensatorværdier i hypotesen, er de fleste af dem i den virkelige verden næppe implementeret såvel som forlængede køretider involveret i dem. Du vil opdage mindre komplicerede præferencer for at købe E24 kondensatorværdier.

Grundig evaluering af figur 5 bestemmer, at hakket savner centerfrekvensen med et beskedent beløb. Ved mindre Q-værdier kan du stadig finde en betydelig annullering af den specificerede hakfrekvens.

Hvis afvisningen ikke er tilfredsstillende, kan du tilpasse hakfilteret.

Tilbage igen, overvejer scenariet på 100 kHz, observerer vi, at reaktionen omkring 100 kHz udvides i figur 6.

Samlingen af ​​bølgeformer til venstre og højre for centerfrekvensen (100,731 kHz) svarer til filterreaktioner, når 1-kΩ potentiometeret er placeret og justeret i trin på 1%.

Hver gang potentiometeret indstilles halvvejs, afviser hakfilteret frekvenser ved den nøjagtige kernefrekvens.

Graden af ​​det simulerede hak er faktisk i størrelsesordenen 95 dB, men dette skal simpelthen ikke materialisere sig i den fysiske enhed.

En 1% justering af potentiometeret placerer et hak, der normalt overstiger 40 dB lige på den foretrukne frekvens.

Endnu en gang kan dette virkelig være det bedste scenario, når det er gjort med ideelle komponenter, alligevel viser laboratoriedata mere nøjagtige ved lavere frekvenser (10 og 100 kHz).

Figur 6 bestemmer, at du skal nå en meget tættere på den nøjagtige frekvens med R0 og C0 i starten. Da potentiometeret muligvis kan rette frekvenser over et omfattende spektrum, kan hakets dybde nedbrydes.

Over et beskedent interval (± 1%) kan man opnå en 100: 1-afvisning af den dårlige frekvens alligevel over et øget interval (± 10%), kun en 10: 1-afvisning er mulig.

Lab-resultater

Et THS4032-evalueringskort blev implementeret for at sammensætte kredsløbet i figur 4.

Det er faktisk en struktur til generel brug, der kun bruger 3 springere sammen med traceto til at færdiggøre kredsløbet.

Komponentmængderne i tabel 1 blev anvendt, begyndende med dem, der sandsynligvis ville churn ud en 1 MHz frekvens.

Motivet var at jage efter regler for båndbredde / svinghastighed ved 1 MHz og kontrollere ved mere overkommelige eller højere frekvenser efter behov.

Resultater ved 1 MHz

Figur 7 betyder, at du kan få et antal specifikke båndbredde- og / eller svinghastighedsreaktioner ved 1 MHz. Reaktionsbølgeformen ved et Q på 100 udviser kun en krusning, hvor hakket kan være til stede.

Ved et Q på 10 findes der kun et 10-dB hak og et 30-dB hak ved et Q på 1.

Det ser ud til, at hakfiltre ikke er i stand til at opnå en så høj frekvens, som vi sandsynligvis ville forvente, alligevel er THS4032 simpelthen en 100-MHz-enhed.

Det er naturligt at forudse overlegen funktionalitet fra komponenter med en forbedret enhedsgevinst båndbredde. Enhedsgevinststabilitet er kritisk, fordi Fliege-topologien bærer fast enhedsgevinst.

Når skaberen håber at tilnærme nøjagtigt, hvilken båndbredde der er afgørende for et hak ved en bestemt frekvens, er det rigtige sted at gå omkring forstærkningen / båndbreddekombinationen som præsenteret i databladet, det skal være hundrede gange centerfrekvensen for hakket.

Supplerende båndbredde kan muligvis forventes for øgede Q-værdier. Du kan finde en grad af frekvensafvigelse af indhakscentret, når Q ændres.

Dette er nøjagtigt det samme som den frekvensovergang, der er bemærket for båndpasfiltre.

Frekvensovergangen er lavere for hakfiltre, der anvendes til at arbejde ved 100 kHz og 10 kHz, som beskrevet i figur 8 og til sidst i figur 10.

Data ved 100 kHz

Delmængder fra tabel 1 blev efterfølgende vant til at etablere 100 kHz hakfiltre med forskellige Q'er.

Dataene er præsenteret i figur 8. Det ser straks krystalklart ud, at brugbare hakfiltre typisk udvikles med en centerfrekvens på 100 kHz, på trods af at hakdybden tilfældigvis er signifikant mindre ved større værdier af Q.

Husk dog, at konfigurationsmålet, der er anført her, er et 100-kHz og ikke et 97-kHz-hak.

De foretrukne delværdier var de samme som for simuleringen, og derfor skal hakcentrens frekvens være teknisk på 100,731 kHz, alligevel er virkningen stavet af de komponenter, der er inkluderet i laboratoriedesignet.

Den gennemsnitlige værdi af 1000-pF kondensatorsortimentet var 1030 pF, og af 1,58-kΩ modstandssortimentet var 1,583 kΩ.

Hver gang centerfrekvensen udarbejdes ved hjælp af disse værdier, når den til 97,14 kHz. De specifikke dele på trods af dette kunne næppe bestemmes (tavlen var ekstremt følsom).

Forudsat at kondensatorerne er ækvivalente, kan det let være let at blive højere gennem nogle konventionelle E96-modstandsværdier for at opnå resultater strammere til 100 kHz.

Det er overflødigt at sige, at dette sandsynligvis ikke kan være et alternativ i produktion af store mængder, hvor 10% kondensatorer muligvis kan stamme fra stort set enhver pakke og sandsynligvis fra forskellige producenter.

Valget af centerfrekvenser vil være i overensstemmelse med tolerancerne for R0 og C0, hvilket er dårlige nyheder, hvis et højt Q-hak bliver nødvendigt.

Der er 3 metoder til at klare dette:

Køb modstande og kondensatorer med højere præcision

minimere Q-specifikationen og nøjes med mindre afvisning af den uønskede frekvens eller

finjuster kredsløbet (som efterfølgende var overvejet).

Lige nu ser kredsløbet ud til at være personaliseret til at modtage et Q på 10 og et 1-kΩ potentiometer integreret til indstilling af centerfrekvensen (som afsløret i figur 4).

I det virkelige verdenslayout burde den foretrukne potentiometerværdi være lidt mere end det krævede interval for at dække hele spektret af centerfrekvenser så meget som muligt, selv i værste fald med R0- og C0-tolerancer.

Dette var ikke opnået på dette tidspunkt, fordi dette var et eksempel på analyse af potentialer, og 1 kΩ var den mest konkurrencedygtige potentiometerkvalitet, der var tilgængelig i laboratoriet.

Da kredsløbet blev justeret og indstillet til en centerfrekvens på 100 kHz som skitseret i figur 9, blev hakniveauet nedbrudt fra 32 dB til 14 dB.

Husk, at denne dybde i hak muligvis kan forbedres dramatisk ved at give den foreløbige f0 strammere til den bedst egnede værdi.

Potentiometeret er beregnet til at finjusteres udelukkende over et beskedent område med centerfrekvenser.

Imidlertid er en 5: 1-afvisning af en uønsket frekvens kreditværdig og kunne meget vel være tilstrækkelig til mange anvendelser. Langt mere vigtige programmer kan utvivlsomt kræve dele med højere præcision.

Op-amp båndbreddebegrænsninger, der har evnen til desuden at nedbryde den indstillede hakstørrelse, kan også være ansvarlige for at stoppe hakgraden fra at blive så lille som muligt. Med dette i tankerne blev kredsløbet igen justeret til en centerfrekvens på 10 kHz.

Resultater ved 10 kHz

Figur 10 bestemmer, at hakdalen for en Q på 10 er udvidet til 32 dB, det kan være efter, hvad du kan forvente fra en centerfrekvens 4% rabat fra simuleringen (figur 6).

Opamp reducerede uden tvivl hakets dybde ved en centerfrekvens på 100 kHz! Et 32-dB hak er en annullering af 40: 1, der kunne være rimeligt anstændigt.

På trods af dele, der konstruerede en foreløbig 4% -fejl, havde det derfor været let at svirre et 32-dB hak ud med den mest ønskede centerfrekvens.

Den ubehagelige nyhed er det faktum, at den højest mulige hakfrekvens, der kan tænkes med en 100-MHz opamp, er ca. 10 og 100 kHz for at undgå opamp-båndbreddebegrænsninger.

Når det kommer til hakfiltre, betragtes 'højhastighed' derfor ægte på omkring hundreder kilohertz.

En fremragende praktisk applikation til 10-kHz hakfiltre er AM-modtagere (medium-bølger), hvor transportøren fra nabostationer genererer en høj 10-kHz skrig i lyden, specielt om natten. Dette kunne helt sikkert rive på ens nerver, mens indstillingen er kontinuerlig.

Figur 11 viser det opsamlede lydspektrum for en station uden brug og brug af 10-kHz-hak blev implementeret. Bemærk, at 10-kHz støj er den mest kraftige sektion af den opsamlede lyd (figur 11a), selvom det menneskelige øre er væsentligt mindre modtageligt for det.

Dette lydområde blev fanget om natten på en nærliggende station, der modtog et par kraftige stationer på begge sider. FCC-bestemmelser tillader en vis variation i stationsbærerne.

Af den grund vil beskedne faldgruber i bærefrekvensen for de to nabostationer sandsynligvis gøre 10-kHz lyde heterodyne, hvilket øger den irriterende lytteoplevelse.

Hver gang hakfilteret er implementeret (figur 11b), minimeres 10-kHz-tonen til det matchende niveau som for den tilstødende modulering. Yderligere observeres i lydspektret 20-kHz bærere fra stationer 2 kanaler væk og en 16-kHz tone fra en transatlantisk station.

Disse er generelt ikke en stor bekymring, da de svækkes betydeligt af modtageren IF. En frekvens på omkring 20 kHz kan være uhørlig for det overvældende flertal af individer i begge tilfælde.

Referencer: