Sådan designer du en Flyback-konverter - Omfattende vejledning

En tilbagekoblingskonfiguration er den foretrukne topologi i SMPS-applikationsdesign, hovedsageligt fordi den garanterer fuldstændig isolering af udgangsstrømmen fra indgangsstrømmen. Andre funktioner inkluderer lave produktionsomkostninger, enklere design og ukompliceret implementering. DCM-versionen med lav strøm af flyback-konvertere, der inkluderer outputspecifikation lavere end 50 watt, er mere udbredt end de større modstykker med høj strøm.

Lad os lære detaljerne med en omfattende forklaring gennem følgende afsnit:

Omfattende designvejledning til off-line fast frekvens DCM Flyback Converter

Flyback-driftsformer: DCM og CCM

Nedenfor ser vi det grundlæggende skematiske design af en flyback-konverter. Hovedafsnittene i dette design er transformeren, skifteeffekten mosfet Q1 på den primære side, broensretteren på den sekundære side D1, en filterkondensator til udjævning output fra D1 og et PWM-controller-trin, der kan være et IC-styret kredsløb.

Denne type flyback-design kan have en CCM (kontinuerlig ledningstilstand) eller DCM (diskontinuerlig ledningstilstand) til drift baseret på, hvordan strømmen MOSFET T1 er konfigureret.

Grundlæggende har vi i DCM-tilstand hele den elektriske energi, der er gemt i transformatorens primære overført over sekundærsiden, hver gang MOSFET slukkes i løbet af sine omskiftningscyklusser (også kaldet flyback-perioden), hvilket fører til, at den primære sidestrøm når et nulpotentiale inden T1 er i stand til at tænde igen i sin næste skiftecyklus.

I CCM-tilstand får den elektriske energi, der er lagret i det primære, ikke muligheden for at blive fuldt overført eller induceret på tværs af det sekundære.

Dette skyldes, at hver af de efterfølgende koblingsimpulser fra PWM-styreenheden tænder T1, før transformeren har overført sin fulde lagrede energi til belastningen. Dette indebærer, at tilbageføringsstrømmen (ILPK og ISEC) aldrig får lov til at nå nulpotentialet under hver af omskiftningscyklusserne.

Vi kan se forskellen mellem de to driftsformer i det følgende diagram gennem de aktuelle bølgeformmønstre over transformatorens primære og sekundære sektion.

Både DCM- og CCM-tilstande har deres specifikke fordele, hvilket kan læres af følgende tabel:

Sammenlignet med CCM kræver DCM-tilstandskredsløbet større niveauer af spidsstrøm for at sikre optimal effekt over transformatorens sekundære side. Dette kræver igen, at den primære side skal klassificeres ved højere RMS-strøm, hvilket betyder, at MOSFET skal klassificeres i det specificerede højere interval.

I tilfælde, hvor designet skal bygges med et begrænset udvalg af indgangsstrøm og komponenter, vælges der normalt en CCM-tilstand fyback, hvilket gør det muligt for designet at anvende relativt mindre filterkondensator og lavere ledningstab på MOSFET og transformeren).

CCM bliver gunstig under forhold, hvor indgangsspændingen er lavere, mens strømmen er højere (over 6 ampere), design, der kan vurderes til at arbejde med over 50 watt effekt , bortset fra udgange ved 5V, hvor effektspecifikationen kunne være lavere end 50 watt.

Billedet ovenfor angiver det aktuelle svar på den primære side af flyback-tilstande og det tilsvarende forhold mellem deres trekantede og trapezformede bølgeformer.

IA på den trekantede bølgeform angiver det minimale initialiseringspunkt, som kan ses som nul, i begyndelsen af ​​TÆND-perioden for MOSFET, og også et højere strømtopniveau vedvarende i den primære vikling af transformer på det tidspunkt, indtil MOSFET tændes igen under CCM-driftstilstand.

IB kan opfattes som slutpunktet for den aktuelle størrelse, mens mosfet kontakten er tændt (Toninterval).

Den normaliserede strømværdi IRMS kan ses som funktionen af ​​K-faktoren (IA / IB) over Y-aksen.

Dette kan bruges som multiplikator, når resistive tab skal beregnes for et assorteret antal bølgeformer med henvisning til en trapezformet bølgeform med en flad øvre bølgeform.

Dette demonstrerer også de ekstra uundgåelige DC-ledningstab for transformatorviklingen og transistorer eller dioder som en aktuel bølgeformfunktion. Ved at bruge disse rådgivning vil designeren være i stand til at forhindre så meget som 10 til 15% ledningstab med et sådant godt beregnet konverterdesign.

I betragtning af ovenstående kriterier kan det blive væsentligt afgørende for applikationer designet til at håndtere høje RMS-strømme og kræve en optimal effektivitet som nøglefunktionerne.

Det kan være muligt at fjerne de ekstra kobbertab, selvom det kan kræve en formidabel kernestørrelse til at rumme det væsentlige større vinduesvindueområde i modsætning til situationer, hvor kun kernespecifikationerne bliver afgørende.

Som vi hidtil har forstået, muliggør en DCM-driftstilstand brug af en transformer af lavere størrelse, har større forbigående respons og fungerer med minimale skiftetab.

Derfor anbefales denne tilstand stærkt til flyback kredsløb specificeret til højere udgangsspændinger med relativt lavere ampere krav.

Selvom det kan være muligt at designe en flyback-konverter til at arbejde med DCM såvel som CCM-tilstande, skal en ting huskes, at denne overgangsfunktion under overgangen fra DCM til CCM-tilstand omdannes til en 2-polet operation, hvilket giver anledning til lav impedans til konverteren.

Denne situation gør det vigtigt at inkorporere yderligere designstrategier, herunder forskellige sløjfer (feedback) og hældningskompensation i forhold til det indre strømsløjfesystem. Praktisk set indebærer dette, at vi skal sørge for, at konverteren primært er designet til en CCM-tilstand, men alligevel er i stand til at arbejde med DCM-tilstand, når der bruges lettere belastninger ved udgangen.

Det kan være interessant at vide, at det ved hjælp af avancerede transformermodeller kan blive muligt at forbedre en CCM-konverter gennem renere og lettere belastningsregulering såvel som høj krydsregulering over en bred vifte af belastning gennem en trin-mellemrum-transformer.

I sådanne tilfælde håndhæves et lille kernehul ved at indsætte et eksternt element, såsom et isoleringstape eller papir, for i første omgang at inducere høj induktans og muliggøre CCM-drift med lettere belastninger. Vi vil diskutere dette udførligt en anden gang mine efterfølgende artikler.

Med så alsidige DCM-tilstandskarakteristika, er det ingen overraskelse, at dette bliver det populære valg, når der kræves en problemfri, effektiv og laveffektiv SMPS, der skal designes.

I det følgende lærer vi trinvise instruktioner om, hvordan man designer en DCM-tilstand flyback-konverter.

DCM Flyback Design-ligninger og sekventielle beslutningskrav

Trin 1:
Vurder og estimer dine designkrav. Alle SMPS-design skal begynde med at vurdere og bestemme systemspecifikationerne. Du bliver nødt til at definere og tildele følgende parametre:

Vi ved, at effektivitetsparameteren er den afgørende, der skal besluttes først. Den nemmeste måde er at gå omkring er at sætte et mål på omkring 75% til 80%, selvom dit design er et billigt design. Skiftefrekvensen betegnet som

Fsw skal generelt kompromitteres, mens man får det bedste ud af transformatorstørrelse og tab på grund af skift og EMI. Hvilket antyder, at man muligvis skal beslutte en skiftefrekvens mindst under 150 kHz. Dette kan typisk vælges mellem et 50 kHz og 100 kHz interval.

Hvis mere end en udgang skal inkluderes i designet, skal den maksimale effektværdi Pout desuden justeres som den samlede værdi af de to udgange.

Det kan være interessant at vide, at indtil for nylig har de mest populære konventionelle SMPS-design haft mosfet og PWM-switch-controller som to forskellige isolerede faser, integreret sammen over et printkortlayout, men i dag i moderne SMPS-enheder kan disse to faser findes indlejret i en pakke og fremstillet som enkelt IC'er.

Hovedsageligt er de parametre, der typisk overvejes, når man designer en flyback SMPS-konverter, 1) Applikationen eller belastningsspecifikationerne, 2) Omkostninger 3) Standby-effekt og 4) Yderligere beskyttelsesfunktioner.

Når der bruges indlejrede IC'er, bliver tingene normalt meget lettere, da det kun kræver, at transformatoren og et par eksterne passive komponenter beregnes for at designe en optimal flyback-konverter.

Lad os komme ind i detaljerne vedrørende de involverede beregninger til design af en slap SMPS.

Beregning af indgangskondensator Cin og DC-indgangsspændingsområde

Afhængig af indgangsspænding og effektspecifikationer kan standardreglen til valg af Cin, som også kaldes en DC-linkkondensator, læres af følgende forklaringer:

For at sikre et bredt driftsområde kan der vælges en 2uF pr. Watt eller højere værdi til en jævnstrømsforbindelseskondensator, hvilket giver dig mulighed for at have et godt kvalitetsområde for denne komponent.

Dernæst kan det være nødvendigt at bestemme den mindste DC-indgangsspænding, der kan opnås ved at løse:

Hvor afladningen bliver driftsforholdet for jævnstrømsforbindelseskondensatoren, som kan være omkring 0,2

I figuren ovenfor kan vi visualisere DC-link kondensator spænding. Som vist opstår indgangsspændingen under maksimal udgangseffekt og minimum indgangsspænding, mens den maksimale DC indgangsspænding opstår under minimum indgangseffekt (fravær af belastning) og under maksimal indgangsstrøm.

Under ingen belastningstilstand er vi i stand til at se en maksimal DC-indgangsspænding, hvor kondensatoren oplades ved topniveauet for AC-indgangsspændingen, og disse værdier kan udtrykkes med følgende ligning:

Trin 3:

Evaluering af Flyback-induceret spænding VR og den maksimale spændingsspænding på MOSFET VDS. Den Flyback-inducerede spænding VR kunne forstås som den spænding, der induceres over den primære side af transformeren, når mosfet Q1 er i slukket tilstand.

Ovenstående funktion påvirker igen mosfets maksimale VDS-klassificering, hvilket kan bekræftes og identificeres ved at løse følgende ligning:

Hvor, Vspike er den spændingsspids, der genereres på grund af transformatorlækinduktans.

Til at begynde med kan der tages en 30% Vspike ud af VDSmax.

Følgende liste fortæller os, hvor meget reflekteret spænding eller induceret spænding, der kan anbefales til en MOSFET med 650 V til 800 V, og som har en indledende grænseværdi VR lavere end 100 V for et forventet stort indgangsspændingsområde.

At vælge den rigtige VR kan være en god handel mellem spændingsniveauet i forhold til den sekundære ensretter og de primære sidemosfet-specifikationer.

Hvis VR vælges meget højt gennem et øget drejningsforhold, vil det give anledning til et større VDSmax, men et lavere niveau af spændingsspænding på sekundærdioden.

Og hvis VR vælges for lille gennem et mindre drejningsforhold, ville VDSmax blive mindre, men ville resultere i en stigning i stressniveauet på den sekundære diode.

En større primær side VDSmax vil ikke kun sikre lavere spændingsniveau på sekundærdioden og reduktion i primærstrøm, men vil også give mulighed for at implementere en omkostningseffektiv konstruktion.

Flyback med DCM-tilstand

Sådan beregnes Dmax afhængigt af reflekteret og Vinmin

En maksimal driftscyklus kan forventes i tilfælde af VDCmin. I denne situation kan vi designe transformeren langs tærsklerne for DCM og CCM. I dette tilfælde kan toldcyklussen præsenteres som:

Trin 4:

Sådan beregnes primær induktansstrøm

I dette trin beregner vi den primære induktans og den primære spidsstrøm.

Følgende formler kan bruges til at identificere primær spidsstrøm:

Når ovenstående er opnået, kan vi fortsætte og beregne den primære induktans ved hjælp af følgende formel inden for de maksimale arbejdscyklusgrænser.

Der skal udvises forsigtighed med hensyn til flyback, den må ikke gå i CCM-tilstand på grund af nogen form for overskydende belastningsforhold, og for denne maksimale effektspecifikation bør overvejes under beregning af Poutmax i ligning # 5. Den nævnte tilstand kan også forekomme, hvis induktansen øges over Lprimax-værdien, så noter disse.

Trin 5 :

Sådan vælges optimal kernekvalitet og størrelse:

Det kan se ret skræmmende ud, mens du vælger den rigtige kernespecifikation og struktur, hvis du designer en flyback for første gang. Da dette kan involvere et betydeligt antal faktorer og variabler, der skal overvejes. Et par af disse, der kan være afgørende, er kernegeometrien (f.eks. EE-kernen / RM-kernen / PQ-kernen osv.), Kernedimensionen (f.eks. EE19, RM8 PQ20 osv.) Og kernematerialet (f.eks. 3C96. TP4, 3F3 etc).

Hvis du ikke er klar over, hvordan du fortsætter med ovenstående specifikationer, kan en effektiv måde at imødegå dette problem være at henvise til standard kerneudvælgelsesguide af kerneproducenten, eller du kan også tage hjælp til følgende tabel, som groft giver dig standard kernedimensioner, mens du designer en 65 kHz DCM flyback med reference til udgangseffekten.

Når du er færdig med valget af kernestørrelse, er det tid til at vælge den korrekte spole, som kan erhverves i henhold til kernedataarket. Yderligere egenskaber ved spolen, såsom antal ben, PCB-montering eller SMD, vandret eller lodret positionering af alle disse skal muligvis også betragtes som det foretrukne design

Kernematerialet er også afgørende og skal vælges ud fra frekvensen, magnetisk fluxdensitet og kernetab.

Til at begynde med kan du prøve varianter med navnet 3F3, 3C96 eller TP4A. Husk, at navnene på tilgængeligt kernemateriale kan være forskellige for identiske typer afhængigt af den specifikke fremstilling.

Sådan beregnes minimum primære drejninger eller viklinger

Hvor udtrykket Bmax betegner den maksimale driftstæthed, Lpri fortæller dig om den primære induktans, Ipri bliver den primære spidsstrøm, mens Ae identificerer tværsnitsarealet for den valgte kernetype.

Det skal huskes, at Bmax aldrig skal have lov til at overskride den mættende fluxdensitet (Bsat) som specificeret i databladet for kernematerialet. Du kan finde små afvigelser i Bsat til ferritkerner afhængigt af specifikationer såsom materialetype og temperatur, men de fleste af disse vil have en værdi tæt på 400mT.

Hvis du ikke finder nogen detaljerede referencedata, kan du gå med en Bmax på 300mT. Selvom valg af højere Bmax kan hjælpe med at have reduceret antal primære drejninger og lavere ledning, kan kernetab øges betydeligt. Prøv at optimere mellem værdierne for disse parametre, således at kernetab og kobbertab holdes inden for acceptable grænser.

Trin 6:

Sådan beregnes antallet af omdrejninger for det primære sekundære output (Ns) og de forskellige ekstraudgange (Naux)

For at bestem de sekundære drejninger vi skal først finde drejningsforholdet (n), som kan beregnes ved hjælp af følgende formel:

Hvor Np er de primære drejninger, og Ns er det sekundære antal omdrejninger, betyder Vout udgangsspændingen, og VD fortæller os om spændingsfaldet over den sekundære diode.

Til beregning af drejningerne for hjælpeudgangene til en ønsket Vcc-værdi kan følgende formel bruges:

En hjælpevikling bliver afgørende i alle flyback-omformere for at levere den første opstartsforsyning til kontrol-IC'en. Denne forsynings-VCC bruges normalt til at tænde for switch-IC'en på den primære side og kan fastgøres i henhold til den værdi, der er angivet i IC-databladet. Hvis beregningen giver en ikke-heltalsværdi, skal du blot afrunde den ved hjælp af den øverste helhedsværdi lige over dette ikke-heltal.

Sådan beregnes ledningsstørrelsen for den valgte outputvikling

For korrekt beregning af ledningsstørrelser for flere viklinger skal vi først finde ud af RMS-strømspecifikationen for den enkelte vikling.

Det kan gøres med følgende formler:

Som udgangspunkt kunne en strømtæthed på 150 til 400 cirkulære mil pr. Ampere anvendes til bestemmelse af ledningens måler. Den følgende tabel viser henvisningen til valg af den rette ledningsmåler ved hjælp af 200M / A i henhold til RMS-aktuelle værdi. Det viser dig også ledningens diameter og den grundlæggende isolering til en forskellige målere af superemalede kobbertråde.

Trin 8:

I betragtning af konstruktionen af ​​transformeren og vikling design Iteration

Når du er færdig med at bestemme de ovennævnte diskuterede transformerparametre, bliver det afgørende at evaluere, hvordan ledningsdimensionen og antallet af omdrejninger skal tilpasses inden for den beregnede transformerkernes størrelse og den angivne spole. For at få dette rigtigt optimalt kan det være nødvendigt med flere iteration eller eksperimenter for at optimere kernespecifikationen med henvisning til trådmåler og antallet af drejninger.

Følgende figur viser viklingsområdet for en given EE-kerne . Under henvisning til den beregnede trådtykkelse og antallet af omdrejninger for den enkelte vikling kan det være muligt at estimere omtrent, om viklingen passer til det tilgængelige viklingsområde (w og h) eller ej. Hvis viklingen ikke rummer, kan en af ​​parametrene ude af antallet af drejninger, trådmåleren eller kernestørrelsen eller mere end 1 parameter muligvis kræve nogen finjustering, indtil viklingen passer optimalt.

Det viklede layout er afgørende, da arbejdsydelsen og transformatorens pålidelighed afhænger væsentligt af den. Det anbefales at anvende et sandwichlayout eller en struktur til viklingen for at begrænse induktanslækage, som angivet i figur 5.

For at opfylde og overholde de internationale sikkerhedsregler skal designet have tilstrækkeligt isoleringsområde på tværs af det primære og sekundære viklingslag. Dette kan sikres ved at anvende marginalviklet struktur eller ved at anvende en sekundær ledning med tredobbelt isoleret ledningsgrad, som vist i den følgende respektive figur

Anvendelse af tredobbelt isoleret ledning til sekundærvikling bliver den nemmere mulighed for hurtigt at bekræfte de internationale sikkerhedslove vedrørende flyback SMPS-design. Sådanne forstærkede ledninger kan dog have en lidt højere tykkelse sammenlignet med den normale variant, der tvinger viklingen til at optage mere plads og kan kræve yderligere indsats for at rumme inden for den valgte spole.

Trin 9

Sådan designes det primære klemkredsløb

I koblingssekvensen udsættes en højspændingsspids i OFF-perioder for mosfet i form af lækageinduktans over mosfet-afløbet / -kilden, hvilket kan resultere i en lavineopbrud og i sidste ende skade mosfet.

For at imødegå dette er et spændingskredsløb normalt konfigureret over den primære vikling, hvilket øjeblikkeligt begrænser den genererede spids til en sikker lavere værdi.

Du finder et par design af klemmekredsløb, der kan inkorporeres til dette formål som vist i den følgende figur.

Disse er nemlig RCD-klemme og Diode / Zener-klemme, hvor sidstnævnte er meget lettere at konfigurere og implementere end den første mulighed. I dette klemkredsløb bruger vi en kombination af en ensretterdiode og en højspændings Zener-diode såsom en TVS (transient voltage suppressor) til fastspænding af overspidsen.

Funktionen af Zener-diode er at effektivt klemme eller begrænse spændingsspidsen, indtil lækagespændingen er helt shuntet gennem Zener-dioden. Fordelen ved en diode-zener-klemme er, at kredsløbet kun aktiveres og klemmes, når den kombinerede værdi af VR og Vspike overstiger nedbrydningsspecifikationen for Zener-dioden, og omvendt, så længe spidsen er under Zener-sammenbruddet eller et sikkert niveau, klemmen udløses muligvis slet ikke og tillader ikke unødvendig strømafbrydelse.

Sådan vælges klemmediode / zener-vurdering

Det skal altid være dobbelt så meget som den reflekterede spænding VR eller den antagne spids spænding.
Ensretterdioden skal være ultrahurtig genopretning eller en schottky-type diode, der har en rating, der er højere end den maksimale DC-forbindelsesspænding.

Den alternative mulighed for RCD-type fastspænding har den ulempe, at det bremser MOSFET's dv / dt. Her bliver modstandens parameter for modstanden afgørende, mens spændingsspidsen begrænses. Hvis der vælges en Rclamp med lav værdi, vil det forbedre spidsbeskyttelsen, men kan øge spredning og spild af energi. Omvendt, hvis der vælges en højere værdi Rclamp, vil det hjælpe med at minimere spredning, men det er måske ikke så effektivt i undertrykke pigge .

For at sikre VR = Vspike, kunne følgende formel henvises til figuren ovenfor

Hvor lækage betegner transformatorens induktans og kunne findes ved at lave en kortslutning på tværs af sekundærviklingen, eller alternativt kunne en tommelfingerregel inkorporeres ved at anvende 2 til 4% af den primære induktansværdi.

I dette tilfælde bør kondensatoren Cclamp være væsentligt stor, hvilket forhindrer en stigning i spændingen i absorptionsperioden for lækagenergien.

Værdien af ​​Cclamp kan vælges mellem 100pF til 4.7nF, den energi, der er gemt inde i denne kondensator, vil hurtigt blive afladet og opdateret af Rclamp under eacj-skiftecyklus.

Trin 10

Sådan vælges udgangsretterdiode

Dette kan beregnes ved hjælp af formlen vist ovenfor.

Sørg for at vælge specifikationerne, så den maksimale omvendte spænding eller VRRM for dioden ikke er mindre end 30% end VRVdioden, og sørg også for, at IF eller lavine fremadstrømsspecifikationen er mindst 50% større end IsecRMS. Gå fortrinsvis efter en schottky-diode for at minimere ledningstab.

Med et DCM-kredsløb kan Flyback-spidsstrømmen være høj, så prøv at vælge en diode med en lavere fremspænding og en relativt højere strømspecifikation med hensyn til det ønskede effektivitetsniveau.

Trin 11

Sådan vælges outputkondensatorværdien

Valg af en korrekt beregnet udgangskondensator mens design af en flyback kan være yderst afgørende, fordi i en flyback topologi er lagret induktiv energi ikke tilgængelig mellem dioden og kondensatoren, hvilket indebærer, at kondensatorværdien skal beregnes ved at overveje 3 vigtige kriterier:

1) Kapacitans
2) ESR
3) RMS-strøm

Den mindste mulige værdi kunne identificeres afhængigt af funktionen af ​​maksimal acceptabel peak til peak output krusningsspænding og kan identificeres ved hjælp af følgende formel:

Hvor Ncp angiver antallet af primære sideklokkeimpulser, der kræves af kontrolfeedback til styring af driften fra de specificerede maksimums- og minimumsværdier. Dette kan typisk kræve omkring 10 til 20 skiftecyklusser.
Iout refererer til den maksimale udgangsstrøm (Iout = Poutmax / Vout).

Brug følgende formel til at identificere den maksimale RMS-værdi for outputkondensatoren:

For en specificeret høj omskifterfrekvens for flyback vil den maksimale spidsstrøm fra transformatorens sekundære side generere en tilsvarende høj rippelspænding, pålagt over den tilsvarende ESR af udgangskondensatoren. I betragtning af dette skal det sikres, at kondensatorens ESRmax-klassificering ikke overstiger kondensatorens specificerede acceptable krusningsstrømkapacitet.

Det endelige design kan fundamentalt omfatte den ønskede spændingsklassificering og kondensatorens rippelstrømkapacitet baseret på det faktiske forhold mellem den valgte udgangsspænding og strømmen af ​​tilbageslag.

Sørg for, at ESR-værdi bestemmes ud fra databladet baseret på frekvensen højere end 1 kHz, som typisk antages at være mellem 10 kHz og 100 kHz.

Det ville være interessant at bemærke, at en ensom kondensator med en lav ESR-specifikation kan være nok til at kontrollere outputbølgen. Du kan prøve at medtage et lille LC-filter til højere peak-strømme, især hvis flyback er designet til at arbejde med en DCM-tilstand, hvilket muligvis garanterer en rimelig god krusningsspændingskontrol ved udgangen.

Trin 12

Yderligere vigtige overvejelser:

A) Sådan vælges spænding og strømværdi for den primære sidebro ensretter.

Det kan gøres gennem ovenstående ligning.

I denne formel PF står for effektfaktor af strømforsyningen kan vi anvende 0,5, hvis en korrekt reference bliver uden for rækkevidde. For broensretteren skal du vælge dioderne eller modulet, der har en fremadgående forstærker, der er 2 gange mere end IACRMS. For spændingsklassificeringen kunne den vælges ved 600V til en maksimumsspecifikation på 400V AC-input.

B) Sådan vælges den aktuelle følsom modstand (Rsense):

Det kan beregnes med følgende ligning. Sensormodstanden Rsense er inkorporeret for at fortolke den maksimale effekt ved udgangen af ​​flyback. Vcsth-værdien kunne bestemmes ved at henvise til controllerens IC-datablad, Ip (max) betyder den primære strøm.

C) Valg af kondensatorens VCC:

En optimal kapacitansværdi er afgørende for, at indgangskondensatoren giver en ordentlig opstartsperiode. Typisk gør enhver værdi mellem 22uF og 47uF jobbet pænt. Men hvis dette er valgt, kan meget lavere resultere i at udløse en 'underspændingslås' på controllerens IC, inden Vcc er i stand til at udvikle sig af konverteren. Tværtimod kan en større kapacitansværdi resultere i en uønsket forsinkelse af opstartstiden for konverteren.

Sørg desuden for, at denne kondensator er af den bedste kvalitet, med meget gode ESR- og krusningsstrømspecifikationer, på niveau med output kondensatorspecifikationer . Det anbefales kraftigt at forbinde en anden kondensator med mindre værdi i størrelsesordenen 100nF, parallelt med den ovennævnte kondensator, og så tæt som muligt på controller IC's Vcc / jord pinouts.

D) Konfiguration af feedback-loop:

Feedbackløkkekompensation bliver vigtig for at stoppe genereringen af ​​svingninger. Konfigurering af løkkekompensation kan være enklere for DCM-tilstandsflyback end en CCM på grund af fraværet af 'højre halvplan nul' i effektfasen, og der kræves derfor ingen kompensation.

Som angivet i ovenstående figur bliver en ligetil RC (Rcomp, Ccomp) for det meste lige nok til at opretholde god stabilitet på tværs af sløjfen. Generelt kan Rcomp-værdi vælges alt mellem 1K og 20K, mens Ccomp kan være inden for området 100nF og 470pF.

Dette afslutter vores udførlige diskussion om, hvordan man designer og beregner en flyback-konverter. Hvis du har forslag eller spørgsmål, kan du stille dem frem i følgende kommentarfelt, dine spørgsmål vil blive besvaret ASAP.

Høflighed: Infineon