Sådan fungerer boostkonvertere

Sådan fungerer boostkonvertere
En boost-konverter (også kaldet step-up converter) er et DC til DC-omformerkredsløb, der er designet til at konvertere en indgangs-DC-spænding til en udgangs-DC-spænding med et niveau, der kan være meget højere end indgangsspændingsniveauet.

Processen bevarer dog altid forholdet P = I x V, hvilket betyder, at når konverteringens udgang trapper indgangsspændingen, gennemgår udgangen forholdsmæssigt en strømreduktion, hvilket får udgangseffekten til næsten altid at være lig med indgangen strøm eller mindre end indgangseffekten.

Sådan fungerer en Boost Converter

En boostkonverter er en slags strømforsyning til SMPS eller switch mode, der grundlæggende fungerer med to aktive halvledere (transistor og diode) og med mindst en passiv komponent i form af en kondensator eller en induktor eller begge for større effektivitet.

Induktoren her bruges grundlæggende til at øge spændingen, og kondensatoren introduceres til filtrering af skiftesvingningerne og til at reducere strømkrusninger ved udgangen af ​​konverteren.

Den indgangsstrømforsyning, der muligvis skal boostes eller forstærkes, kan erhverves fra en hvilken som helst egnet jævnstrømskilde, såsom batterier, solpaneler, motorbaserede generatorer osv.
Driftsprincip

Induktoren i en boostkonverter spiller det vigtige ved at øge indgangsspændingen.

Det afgørende aspekt, som bliver ansvarlig for at aktivere boostspændingen fra en induktor, skyldes dens iboende egenskab at modstå eller modsætte sig en pludselig induceret strøm på tværs af den og på grund af dens reaktion på dette med oprettelse af magnetfelt og efterfølgende ødelæggelse af magnetiske Mark. Ødelæggelsen fører til frigivelse af den lagrede energi.

Denne ovennævnte proces resulterer i lagring af strømmen i induktoren og sparke tilbage denne lagrede strøm på tværs af udgangen i form af back EMF.

Et relæ-transistordriverkredsløb kan betragtes som et godt eksempel på et boost-konverterkredsløb. Flyback-dioden, der er forbundet over relæet, introduceres for at kortslutte de modsatte EMF'er fra relæspolen og for at beskytte transistoren, når den slukker.

Hvis denne diode fjernes, og en diode-kondensatorensretter er forbundet over transistorens kollektor / emitter, kan den forstærkede spænding fra relæspolen opsamles på tværs af denne kondensator.

Blokdiagram for boost-konverter

Processen i et boostkonverterdesign resulterer i en udgangsspænding, der altid er højere end indgangsspændingen.

Boost Converter-konfiguration

Med henvisning til følgende figur kan vi se en standardkonfiguration af boostkonverter, arbejdsmønsteret kan forstås som angivet under:

Når den viste enhed (som kan være en hvilken som helst standardeffekt BJT eller en mosfet) er tændt, kommer strøm fra indgangsforsyningen ind i induktoren og strømmer med uret gennem transistoren for at fuldføre cyklussen i den negative ende af indgangsforsyningen.

Boost-omskifter enhed fungerer

Under ovenstående proces oplever induktoren en pludselig introduktion af strøm over sig selv og forsøger at modstå tilstrømningen, hvilket resulterer i lagring af en vis mængde strøm i den gennem dannelsen af ​​et magnetfelt.

Ved den næste efterfølgende rækkefølge, når transistoren er slukket, bryder ledning af strøm, hvilket igen tvinger en pludselig ændring i det aktuelle niveau over induktoren. Spolen reagerer på dette ved at sparke tilbage eller frigive den lagrede strøm. Da transistoren er i OFF-position, finder denne energi sin sti gennem dioden D og over de viste udgangsterminaler i form af en EMF-spænding tilbage.

Funktion af diode i en boostkonverter

Induktoren udfører dette ved at ødelægge magnetfeltet, som tidligere blev oprettet i det, mens transistoren var i tændt tilstand.

Imidlertid implementeres ovenstående proces med frigivelse af energi med en modsat polaritet, således at indgangsforsyningsspændingen nu bliver i serie med induktorens back emf-spænding. Og som vi alle ved, at når forsyningskilder slutter sig i serie, tilføjer deres netspænding et større kombineret resultat.

Det samme sker i en boostkonverter under induktorudladningstilstand, hvilket producerer en udgang, der kan være det kombinerede resultat af induktorens tilbage-EMF-spænding og den eksisterende forsyningsspænding, som vist på diagrammet ovenfor

Denne kombinerede spænding resulterer i en forstærket udgang eller en forstærket udgang, der finder sin vej gennem dioden D og den tværgående kondensator C for i sidste ende at nå den tilsluttede belastning.

Kondensatoren C spiller en ganske vigtig rolle her, under induktorudladningstilstanden lagrer kondensatoren C den frigivne kombinerede energi i den, og i næste fase, når transistoren slukker igen, og induktoren er i lagringstilstand, prøver kondensatoren C at opretholde ligevægten ved at levere sin egen lagrede energi til belastningen. Se figuren nedenfor.

Funktion af PWM og load in boost converter

Dette sikrer en relativt stabil spænding for den tilsluttede belastning, som er i stand til at erhverve strøm under både ON- og OFF-perioderne i transistoren.

Hvis C ikke er inkluderet, annulleres denne funktion, hvilket resulterer i en lavere effekt for belastningen og lavere effektivitetsrate.

Ovenstående forklarede proces fortsætter, når transistoren tændes / slukkes ved en given frekvens, hvilket opretholder boostkonverteringseffekten.

Driftsformer

En boostkonverter kan primært betjenes i to tilstande: den kontinuerlige tilstand og den diskontinuerlige tilstand.

I kontinuerlig tilstand tillades induktorstrømmen aldrig at nå nul under afladningsprocessen (mens transistoren er slukket).

Dette sker, når transistorens ON / OFF-tid er dimensioneret på en sådan måde, at induktoren altid forbindes hurtigt tilbage med indgangsforsyningen gennem den tændte transistor, før den er i stand til at aflades helt over belastningen og kondensatoren C.

Dette gør det muligt for induktoren konsekvent at producere boostspændingen med en effektiv hastighed.

I den diskontinuerlige tilstand kan transistorkontaktens ON-timing være så bredt fra hinanden, at induktoren kan få lov til at aflades fuldt ud og forblive inaktiv mellem transistorens switch ON-perioder, hvilket skaber enorme rippelspændinger over belastningen og kondensatoren C.

Dette kan gøre produktionen mindre effektiv og med flere udsving.

Den bedste fremgangsmåde er at beregne ON / OFF-tiden for transistoren, som giver maksimal stabil spænding på tværs af udgangen, hvilket betyder, at vi skal sørge for, at induktoren er optimalt skiftet, så den ikke hverken tændes for hurtigt, hvilket muligvis ikke tillader, at den aflades optimalt og heller ikke tænde den meget sent, hvilket kan dræne den til et ineffektivt punkt.

Beregning, induktans, strøm, spænding og driftscyklus i en boostkonverter

Her vil vi kun diskutere den kontinuerlige tilstand, som er den foretrukne måde at betjene en boost-konverter på, lad os evaluere beregningerne involveret med en boost-konverter i en kontinuerlig tilstand:

Mens transistoren er i tændt fase, vil indgangskildespændingen ( ) påføres over induktoren og inducerer en strøm ( ) opbygges gennem induktoren i en periode, betegnet med (t). Dette kan udtrykkes med følgende formel:

ΔIL / Δt = Vt / L

På det tidspunkt, hvor transistorens TIL-tilstand er ved at komme over, og transistoren er ved at slukke, kan den strøm, der formodes at opbygges i induktoren, gives med følgende formel:

ΔIL (til) = 1 / L 0 LDT
eller
Vidt = DT(Vi)/L

Hvor D er arbejdscyklus. For at forstå dens definition kan du henvise til vores tidligere b uck-konverteringsrelateret indlæg

L angiver induktansværdien for induktoren i Henry.

Mens transistoren er i OFF-tilstand, og hvis vi antager, at dioden tilbyder et minimum spændingsfald over den, og kondensatoren C stor nok til at kunne producere næsten en konstant udgangsspænding, så er udgangsstrømmen ( ) kan udledes ved hjælp af følgende udtryk

Vi - Vo = LdI / dt

Også de aktuelle variationer ( ), der kan forekomme på tværs af induktoren i dens afladningsperiode (transistor fra-tilstand) kan gives som:

ΔIL (fra) = 1 / L x DTʃT (Vi - Vo) dt / L = (Vi - Vo) (1 - D) T / L

Hvis vi antager, at konverteren kan udføre med relativt stabile forhold, kan størrelsesorden af ​​strømmen eller den energi, der er lagret inde i induktoren i løbet af kommuteringscyklussen (skifte), antages at være stabil eller med samme hastighed, kan dette udtrykkes som:

E = ½ L x 2IL

Ovenstående antyder også, at da strømmen gennem kommuteringsperioden eller i begyndelsen af ​​ON-tilstanden og ved afslutningen af ​​OFF-tilstanden skal være identisk, skal deres resulterende værdi af ændringen i det aktuelle niveau være nul, som udtrykt nedenfor:

ΔIL (til) + ΔIL (fra) = 0

Hvis vi erstatter værdierne af ΔIL (on) og ΔIL (off) i ovenstående formel fra de tidligere afledninger, får vi:

IL (til) - ΔIL (fra) = Vidt / L + (Vi - Vo) (1 - D) T / L = 0

Yderligere forenkling giver dette følgende resultat: Vo / Vi = 1 / (1 - D)

eller

Vo = Vi / (1 - D)

Ovenstående udtryk identificerer tydeligt, at udgangsspændingen i en boost-konverter altid vil være højere end indgangsforsyningsspændingen (over hele driftscyklusområdet, 0 til 1)

Ved at blande ordene på tværs af siderne i ovenstående ligning får vi ligningen til bestemmelse af driftscyklus i en boost-konverterers arbejdscyklus.

D = 1 - Vo / Vi

Ovenstående evalueringer giver os de forskellige formler til bestemmelse af de forskellige parametre, der er involveret i boostkonverteroperationer, som effektivt kan bruges til beregning og optimering af et nøjagtigt boostkonverterdesign.

Beregn Boost Converter Power Stage


Følgende 4 retningslinjer er nødvendige for at beregne Boost Converter Power Stage:

1. Indgangsspændingsområde: Vin (min) og Vin (max)

2. Minimal udgangsspænding: Vout

3. Højeste udgangsstrøm: Iout (max)

4. IC-kredsløb anvendt til at opbygge boostkonverteren.
Dette er ofte obligatorisk, simpelthen fordi der skal tages visse konturer til beregningerne, som måske ikke er nævnt i databladet.

I tilfælde af at disse begrænsninger er velkendte, er tilnærmelsen af ​​effekttrinet normalt
finder sted.

Evaluering af den højeste koblingsstrøm


Det primære trin til bestemmelse af koblingsstrømmen ville være at finde ud af driftscyklus, D, for den mindste indgangsspænding. En minimal minimumsindgangsspænding anvendes hovedsageligt fordi dette resulterer i den højeste switchstrøm.

D = 1 - {Vin (min) x n} / Vout ---------- (1)

Vin (min) = minimum indgangsspænding

Vout = krævet udgangsspænding

n = effektiviteten af ​​konverteren, f.eks. forventet værdi kan være 80%

Effektiviteten placeres i beregningen af ​​driftscyklussen, simpelthen fordi omformeren også skal præsentere strømforsyningen. Dette skøn giver en mere fornuftig arbejdscyklus sammenlignet med formlen uden effektivitetsfaktoren.

Vi skal muligvis tillade en estimeret tolerance på 80% (det kan ikke være upraktisk for et løft
converter worst case efficiency), skal overvejes eller eventuelt henvises til delen med konventionelle funktioner i den valgte konverterings datablad

Beregning af krusningsstrømmen


Den efterfølgende handling til beregning af den højeste koblingsstrøm ville være at finde ud af induktorens krusningsstrøm.

I konverterens datablad kaldes der normalt en specifik induktor eller en række induktorer, der fungerer med IC. Derfor skal vi enten bruge den foreslåede induktorværdi til at beregne krusningsstrømmen, hvis der ikke er noget præsenteret i databladet, det, der estimeres på Inductors-listen.

S valg af denne applikationsnotat til Beregn Boost Converter Power Stage.

Delta I (l) = {Vin (min) x D} / f (s) x L ---------- (2)

Vin (min) = mindste indgangsspænding

D = arbejdscyklus målt i ligning 1

f (s) = den mindste omskifterfrekvens for konverteren

L = foretrukket induktorværdi

Derefter skal det etableres, hvis den foretrukne IC muligvis er i stand til at levere det optimale output
nuværende.

Iout (max) = [I lim (min) - Delta I (l) / 2] x (1 - D) ---------- (3)

I lim (min) = minimal værdi af
nuværende begrænsning af den involverede switch (fremhævet i dataene
ark)

Delta I (l) = induktor krusningsstrøm målt i tidligere ligning

D = arbejdscyklus beregnet i første ligning

Hvis den anslåede værdi for den optimale udgangsstrøm for den besluttede IC, Iout (max), er under systemets forventede største udgangsstrøm, skal der virkelig anvendes en alternativ IC med en lidt højere switch-strømstyring.

På betingelse af at den målte værdi for Iout (max) sandsynligvis er en skygge mindre end den forventede, kan du muligvis anvende den rekrutterede IC med en induktor med større induktans, når den stadig er i den foreskrevne serie. En større induktans mindsker krusningsstrømmen og forbedrer derfor den maksimale udgangsstrøm med den specifikke IC.

Hvis den etablerede værdi er over programmets bedste udgangsstrøm, regnes den største switchstrøm i udstyret:

Isw (max) = Delta I (L) / 2 + Iout (max) / (1 - D) --------- (4)

Delta I (L) = induktor krusningsstrøm målt i anden ligning

Iout (max), = optimal udgangsstrøm, der er vigtig i hjælpeprogrammet

D = arbejdscyklus som målt tidligere

Det er faktisk den optimale strøm, induktoren, den medfølgende switch (er) ud over den eksterne diode kræves for at stå op mod.

Valg af induktor


Undertiden indeholder datablade adskillige anbefalede induktorværdier. Hvis dette er situationen, vil du foretrække en induktor med dette interval. Jo større induktorværdien er, desto større er den maksimale udgangsstrøm primært på grund af den reducerede krusningsstrøm.

Nedskæringen af ​​induktorens værdi, den nedskalerede er løsningsstørrelsen. Vær opmærksom på, at induktoren altid skal inkludere en bedre strømklassificering i modsætning til den maksimale strøm, der er specificeret i ligning 4 på grund af det faktum, at strømmen fremskynder med sænkning af induktansen.

For elementer, hvor der ikke udleveres et induktorinterval, er det følgende billede en pålidelig beregning for den passende induktor

L = Vin x (Vout - Vin) / Delta I (L) x f (s) x Vout --------- (5)

Vin = standard indgangsspænding

Vout = foretrukket udgangsspænding

f (s) = minimal omskifterfrekvens for konverteren

Delta I (L) = projiceret induktor krusningsstrøm, observer nedenfor:

Induktorens krusningsstrøm kan simpelthen ikke måles med den første ligning, bare fordi induktoren ikke genkendes. En lydtilnærmelse for induktorens krusningsstrøm er 20% til 40% af udgangsstrømmen.

Delta I (L) = (0,2 til 0,4) x Iout (max) x Vout / Vin ---------- (6)

Delta I (L) = projiceret induktor krusningsstrøm

Iout (max) = optimal output
strøm krævet til applikationen

Bestemmelse af ensretterdiode


For at nedbringe tabene skal Schottky-dioder virkelig betragtes som et godt valg.
Den fremadgående vurdering, der anses for nødvendig, er på niveau med den maksimale udgangsstrøm:

I (f) = Iout (max) ---------- (7)

I (f) = typisk
ensretterdiode fremadstrøm

Iout (max) = optimal udgangsstrøm vigtig i programmet

Schottky-dioder inkluderer betydeligt mere topstrømklassificering sammenlignet med normal vurdering. Derfor er den øgede spidsstrøm i programmet ikke et stort problem.

Den anden parameter, der skal overvåges, er diodens strømforsyning. Den består af at håndtere:

P (d) = I (f) x V (f) ---------- (8)

I (f) = gennemsnitlig fremadstrøm for ensretterdioden

V (f) = ensretterdiodes fremspænding

Indstilling af udgangsspænding

De fleste af omformerne tildeler udgangsspændingen med et resistivt opdelingsnetværk (der kan være indbygget
hvis de er stationære udgangsspændingsomformere).

Med den tildelte tilbagekoblingsspænding, V (fb) og tilbagekoblingsstrøm, I (fb), har spændingsdeleren tendens til at være
beregnet.



Strømmen ved hjælp af den modstandsdelende kan muligvis være omkring hundrede gange så massiv som tilbagemeldingsstrømmen:

I (r1 / 2)> eller = 100 x I (fb) ---------- (9)

I (r1 / 2) = strøm i løbet af modstandsdeleren til GND

I (fb) = tilbagemeldingsstrøm fra databladet

Dette øger under 1% unøjagtighed til spændingsvurderingen. Strømmen er desuden betydeligt større.

Hovedproblemet med mindre modstandsværdier er et øget effekttab i modstandsdeleren, bortset fra relevansen kan være noget forhøjet.

Med ovenstående overbevisning udføres modstandene som angivet nedenfor:

R2 = V (fb) / I (r1 / 2) ---------- (10)

R1 = R2 x [Vout / V (fb) - 1] ---------- (11)

R1, R2 = modstandsdeler.

V (fb) = feedbackspænding fra databladet

I (r1 / 2) = strøm på grund af modstandsdeleren til GND, etableret i ligning 9

Vout = planlagt udgangsspænding

Valg af indgangskondensator


Den mindste værdi for indgangskondensatoren uddeles typisk i databladet. Denne mindste værdi er afgørende for en stabil indgangsspænding som et resultat af topstrømforudsætningen for en skiftende strømforsyning.

Den mest egnede metode er at bruge keramiske kondensatorer med reduceret ækvivalent seriemodstand (ESR).

Det dielektriske element skal være X5R eller højere. Ellers kunne kondensatoren tabe det meste af sin kapacitans på grund af DC-bias eller temperatur (se referencer 7 og 8).

Værdien kunne faktisk hæves, hvis indgangsspændingen måske er støjende.

Valg af outputkondensator

Den bedste metode er at lokalisere små ESR-kondensatorer for at mindske bølgen på udgangsspændingen. Keramiske kondensatorer er de rigtige typer, når det dielektriske element er af X5R-type eller mere effektiv

I tilfælde af at konverteren bærer ekstern kompensation, kan enhver form for kondensatorværdi over det fortalte mindste i databladet anvendes, men på en eller anden måde skal kompensationen ændres for den valgte outputkapacitans.

Med internt kompenserede konvertere skal de tilrådelige induktor- og kondensatorværdier bruges, eller informationen i databladet til tilpasning af udgangskondensatorerne kan vedtages i forholdet L x C.

Med sekundær kompensation kan følgende ligninger være til hjælp ved regulering af udgangskondensatorværdierne for en planlagt udgangsspændingsrippel:

Cout (min) = Iout (max) x D / f (s) x Delta Vout ---------- (12)

Cout (min) = mindste output kapacitans

Iout (max) = optimal udgangsstrøm for brugen

D = arbejdscyklus udarbejdet med ligning 1

f (s) = den mindste omskifterfrekvens for konverteren

Delta Vout = ideel udgangsspænding

ESR på udgangskondensatoren øger et strejf mere krusning, forud tildelt ligningen:

Delta Vout (ESR) = ESR x [Iout (max) / 1-D + Delta I (l) / 2] ---------- (13)

Delta Vout (ESR) = alternativ udgangsspænding, som følge af kondensatorer ESR

ESR = ækvivalent seriemodstand for den anvendte outputkondensator

Iout (max) = største udgangsstrøm for udnyttelsen

D = arbejdscyklus regnet ud i første ligning

Delta I (l) = induktor krusningsstrøm fra ligning 2 eller ligning 6

Ligninger til evaluering af en boost-konverteres kraftfase


Maksimal arbejdscyklus:
D = 1 - Vin (min) x n / Vout ---------- (14)

Vin (min) = mindste indgangsspænding

Vout = forventet udgangsspænding

n = effektiviteten af ​​konverteren, f.eks. anslået 85%

Induktor krusningsstrøm:


Delta I (l) = Vin (min) x D / f (s) x L ---------- (15)

Vin (min) = mindste indgangsspænding

D = arbejdscyklus etableret i ligning 14

f (s) = nominel omskifterfrekvens for konverteren

L = specificeret induktorværdi

Maksimal udgangsstrøm for den nominerede IC:

Iout (max) = [Ilim (min) - Delta I (l)] x (1 - D) ---------- (16)

Ilim (min) = mindste værdi af den aktuelle grænse for den integrerede heks (tilbydes i databladet)

Delta I (l) = Induktor krusningsstrøm etableret i ligning 15

D = driftscyklus estimeret i ligning 14

Applikationsspecifik maks. Strømafbryder:

Isw (max) = Delta I (l) / 2 + Iout (max) / (1 - D) ---------- (17)

Delta I (l) = induktor krusningsstrøm estimeret i ligning 15

Iout (max) = den højest mulige udgangsstrøm, der kræves i hjælpeprogrammet

D = driftscyklus regnet ud i ligning 14

Induktor tilnærmelse:

L = Vin x (Vout - Vin) / Delta I (l) x f (s) x Vout ---------- (18)

Vin = fælles indgangsspænding

Vout = planlagt udgangsspænding

f (s) = den mindste omskifterfrekvens for konverteren

Delta I (l) = projiceret induktor krusningsstrøm, se ligning 19

Inductor Ripple Current Valuation:

Delta I (l) = (0,2 til 0,4) x Iout (max) x Vout / Vin ---------- (19)

Delta I (l) = projiceret induktor krusningsstrøm

Iout (max) = højeste udgangsstrøm, der er vigtig i brugen

Typisk fremadstrøm for ensretterdiode:

I (f) = Iout (max) ---------- (20)

Iout (max) = optimal udgangsstrøm passende i hjælpeprogrammet

Effektdissipation i ensretterdiode:

P (d) = I (f)
x V (f) ---------- (21)


I (f) = typisk fremstrøm for ensretterdioden

V (f) = ensretterdiodes fremspænding

Strøm ved hjælp af Resistive Divider Network til positionering af udgangsspænding:

I (r1 / 2)> eller = 100 x I (fb) ---------- (22)

I (fb) = tilbagemeldingsstrøm fra databladet

Værdi af modstand mellem FB-pin og GND:

R2 = V (fb) / I (r1 / 2) ---------- (23)

Værdi af modstand mellem FB-pin og Vout:

R1 = R2 x [Vout / V (fb) - 1] ---------- (24)

V (fb) = feedbackspænding fra databladet

I (r1 / 2) = strøm
på grund af modstandsdeleren til GND, regnet ud i ligning 22

Vout = efterspurgt udgangsspænding

Mindste outputkapacitans, ellers forud tildelt i databladet:

Cout (min) = Iout (max) x D / f (s) x Delta I (l) ---------- (25)

Iout (max) = programmets højest mulige udgangsstrøm

D = driftscyklus regnet ud i ligning 14

f (s) = den mindste omskifterfrekvens for konverteren

Delta Vout = forventet udgangsspænding

Overskydende udgangsspænding som følge af ESR:

Delta Vout (esr) = ESR x [Iout (max) / (1 - D) + Delta I (l) / 2 ---------- (26)

ESR = parallel seriemodstand for den anvendte udgangskondensator

Iout (max) = optimal udgangsstrøm for brugen

D = driftscyklus bestemt i ligning 14

Delta I (l) = induktor krusningsstrøm fra ligning 15 eller ligning 19


Forrige: Lav denne elektriske scooter / Rickshaw Circuit Næste: Beregning af induktorer i Buck Boost-konvertere