High Power DC til DC Converter Circuit - 12 V til 30 V variabel

High Power DC til DC Converter Circuit - 12 V til 30 V variabel

Indlægget forklarer, hvordan man laver et højtydende DC til DC boost konverter kredsløb, der vil øge en 12 V DC til ethvert højere niveau op til 30 V maksimum og med en 3 amp strøm strøm. Denne høje strømudgang kan forbedres yderligere ved passende at opgradere induktorens trådspecifikationer.



Et andet godt træk ved denne konverter er, at output kan varieres lineært gennem et potentiometer, fra det mindst mulige interval til det maksimale interval.

Induktion

DC-DC konvertere beregnet til intensivering af bilens batterispænding er ofte konfigureret omkring en switched mode type strømforsyning (SMPSU) eller en power multivibrator, der driver en transformer.





Strømomformeren beskrevet i denne artikel anvender enheden TL 497A integreret kredsløb fra Texas Instruments . Denne særlige IC muliggør fremragende spændingsregulering med minimal outputstøj, der skal udføres ret bekvemt og sikrer ligeledes høj konverteringsydelse.

Sådan fungerer kredsløbet

Konverteren beskrevet her bruger en flyback topologi . Flyback-teorien ser ud til at være den mest egnede og funktionelle teknik til at få en øjeblikkelig udgangsspænding, der stammer fra en lavere direkte indgangsspænding.



Hovedomskifterkomponenten i konverteren er faktisk en SIPMOS-transistor T1 (se fig. 1). I løbet af sin ledningsperiode stiger strømmen, der passerer gennem L1, eksponentielt med tiden.

Under TIL-tiden for skiftecyklussen lagrer induktoren den inducerede magnetiske energi.

3 amp 12 V til 30 V variabel konverter kredsløb

Så snart transistoren er slukket, vender induktoren tilbage den lagrede magnetiske energi og omdanner den til en elektrisk strøm over den tilsluttede belastning via D1.

Under denne procedure er det afgørende at sikre, at transistoren fortsat slukkes i den periode, mens magnetfeltet på induktoren henfalder til nul.

Hvis denne tilstand ikke implementeres, stiger strømmen via induktoren op til mætningsniveauet. En lavineeffekt resulterer derefter i, at strømmen maksimeres ret hurtigt.

Den relative transistorstyringsudløser ON-tid eller driftsfaktor bør derfor ikke få lov til at nå enhedsniveauet. Den maksimalt tilladte driftsfaktor er afhængig af forskellige andre aspekter omkring udgangsspændingen.

Dette skyldes, at det bestemmer den forfaldne hastighed af magnetfeltstyrken. Den højeste udgangseffekt, der kunne opnås fra omformeren, bestemmes af den højest tilladte spidsstrøm, der behandles af induktoren, og omskifterfrekvensen for drivsignalet.

De begrænsende elementer her er primært mætningstidspunktet og induktorens maksimale tolerante værdier for kobbertabene såvel som spidsstrømmen via koblingstransistoren (glem ikke, at en spids på et specifikt elektrisk energiniveau kommer til udgangen under hver kobling puls).

Brug af IC TL497A til PWM

Arbejdet med denne IC er ret utraditionel, hvilket kunne forstås ud fra en kort forklaring nedenfor. I modsætning til den konventionelle implementering af faste frekvenser, SMPSU-controller IC'er med variabel belastning, er TL497A certificeret som en fast, justerbar frekvensanordning til tiden.

Derfor styres arbejdsfaktoren gennem justering i frekvens for at sikre en jævn udgangsspænding.

Denne fremgangsmåde bringer i virkeligheden et ret ligetil kredsløb, men alligevel tilvejebringer ulempen ved at skiftefrekvensen når et lavere område, som kan høres for det menneskelige øre ved belastninger, der arbejder med lavere strøm.

I virkeligheden bliver skiftefrekvensen under 1 Hz, når belastningen fjernes fra konverteren. De langsomme klik høres på grund af opladningsimpulser, der er forbundet til udgangskondensatorerne for at holde en fast udgangsspænding.

Når der ikke er knyttet nogen belastning, har udgangskondensatorerne en tendens til naturligvis gradvist at blive afladet gennem den spændingsfølende modstand.

Den interne oscillator til tiden for IC TL497A er konstant og bestemmes af C1. Oscillatoren kunne deaktiveres på tre måder:

  • 1. når spændingen på pin 1 stiger ud over referencespændingen (1,2 V)
  • 2. når induktorstrømmen overstiger en bestemt højeste værdi
  • Og for det tredje ved hjælp af inhiberingsindgangen (selvom den ikke bruges i dette kredsløb).

Mens den er i standard arbejdsproces, tillader den interne oscillator skift af T1 på en sådan måde, at induktorstrømmen stiger lineært.

Når T1 er slukket, sparkes den magnetiske energi, der er akkumuleret inde i induktoren, tilbage over kondensatoren, som oplades gennem denne tilbage-emf-energi.

Udgangsspændingen sammen med pin 1-spænding på IC TL497A går lidt op, hvilket får oscillatoren til at blive deaktiveret. Dette fortsætter, indtil udgangsspændingen er faldet til et betydeligt lavere niveau. Denne teknik udføres på en cyklisk måde, hvad angår teoretisk antagelse.

Imidlertid er stigningen i spænding induceret ved opladning af kondensatorerne i et enkelt oscillatorinterval i et arrangement, der bruger faktiske komponenter, faktisk så lille, at oscillatoren forbliver aktiveret, indtil induktorstrømmen når den højeste værdi som bestemt af komponenterne R2 og R3 (faldet i spænding omkring R1 og R3 er normalt 0,7 V på dette tidspunkt).

Den trinvise stigning i strømmen som angivet i fig. 2b er på grund af oscillatorsignalfunktionsfaktoren, som tilfældigvis er højere end 0,5.

Så snart den opnåede optimale strøm er nået, deaktiveres oscillatoren, så induktoren kan overføre sin energi over kondensatorerne.

I denne særlige situation stiger udgangsspændingen til en størrelse, der er lige høj for at sikre, at oscillatoren slukkes ved hjælp af IC-pin 1. Udgangsspændingen falder nu hurtigt, så en ny opladningscyklus er i stand til at starte og gentage proceduren.

Desværre vil de ovenfor beskrevne omskiftningsprocedurer kombineres med et forholdsvis store tab.

I en virkelig implementering kan dette problem afhjælpes ved at indstille tiden (via C1) tilstrækkeligt højt til at sikre, at strømmen gennem induktoren aldrig strækker sig til det højeste niveau i et enkelt oscillatorinterval (se fig. 3).

Midlet i sådanne tilfælde kan være inkorporering af en luftforsynet induktor, der har en rimelig minimal selvinduktans.

Waveform Charateristics

Timingskortene i fig. 3 viser signalbølgeformer på nøglefaktorerne fra kredsløbet. Hovedoscillatoren inde i TL497A fungerer med en reduceret frekvens (under I Hz, når der ikke er nogen belastning ved konverterudgangen).

Den øjeblikkelige tid under indkobling, angivet som den rektangulære puls i fig. 3a, afhænger af værdien af ​​kondensator Cl. Slukningstiden bestemmes af belastningsstrømmen. Under tændingskontakten tændes transistor T1, hvilket får induktorstrømmen til at stige (fig. 3b).

bølgeform billeder

Under slukningsperioden efter den aktuelle puls fungerer induktoren som en strømkilde.

TL497A analyserer den svækkede udgangsspænding ved pin 1 med sin interne referencespænding på 1,2 V. Hvis den vurderede spænding er lavere end referencespændingen, er T1 mere forspændt, så induktoren tilstrækkeligt lagrer energien.

Denne gentagne opladnings- og afladningscyklus udløser et bestemt niveau af rippelspænding på tværs af udgangskondensatorerne (fig. 3c). Feedbackindstillingen muliggør justering af oscillatorfrekvensen for at sikre den bedst mulige kompensation for spændingsunderskud forårsaget af belastningsstrømmen.

Timingsimpulsdiagrammet i fig. 3d afslører væsentlig bevægelse af afløbsspændingen på grund af induktorens relativt høje Q (kvalitets) faktor.

Selvom de svingende rippelsvingninger normalt ikke påvirker den regelmæssige funktion af denne jævnstrøms- til jævnstrømsomformer, kan disse undertrykkes ved hjælp af en parallel 1 k modstand over induktoren.

Praktiske overvejelser

Normalt er et SMPS-kredsløb udviklet til at opnå en maksimal udgangsstrøm i stedet for stille udgangsstrøm.

Høj effektivitet sammen med en stabil udgangsspænding sammen med minimal krusning er desuden blevet de vigtigste designmål. I det store og hele giver belastningsreguleringsfunktionerne i en flyback-baseret SMPS næppe nogen grund til bekymring.

I løbet af hver koblingscyklus tilpasser tænd / sluk-forholdet eller driftscyklussen i forhold til belastningsstrømmen, således at udgangsspændingen fortsætter med at være relativt stabil på trods af betydelige belastningsstrømudsving.

Scenariet ser lidt anderledes ud med hensyn til den generelle effektivitet. En opstartsomformer, der er baseret på flyback-topologien, producerer typisk ret betydelige strømspidser, hvilket kan udløse et betydeligt tab af energi (glem ikke, at strømmen stiger eksponentielt, når strømmen øges).

I det virkelige liv giver det anbefalede DC til DC-omformerkredsløb dog en samlet effektivitet, der er bedre end 70% med optimal udgangsstrøm, og det ser ret imponerende ud med hensyn til layoutets enkelhed.

Dette kræver derfor, at det får strøm til mætning, hvilket fører til en rimeligt forlænget slukningstid. Jo mere tid det tager for transistoren at afskære induktorstrømmen, jo mindre er designens all-round effektivitet.

På en ganske ukonventionel måde skiftes MOSFET BUZ10 gennem stiften 11 på oscillatortestudgangen i stedet for den interne udgangstransistor.

Diode D1 er endnu en vigtig komponent inde i kredsløbet. Nødvendighederne for denne enhed er et potentiale for at udholde høje strømspidser og trægt fremadfald. Type B5V79 opfylder alle disse krav og bør ikke erstattes med en anden variant.

Når vi vender tilbage til hovedkredsløbsdiagrammet i fig. 1, skal det nøje bemærkes, at strømhøjder på 15-20 A generelt ikke er unormale i kredsløbet. For at undgå problemer med at udvikle batterier, der har en forholdsvis højere intern modstand, indføres kondensator C4 som en buffer ved indgangen til konverteren.

I betragtning af at udgangskondensatorerne oplades af konverteren gennem hurtige, impulser som strømspidser, er et par kondensatorer tilsluttet parallelt for at sikre, at en løbende kapacitans forbliver så minimal som den kan være.

DC til DC-omformeren har faktisk ikke kortslutningsbeskyttelse. Kortslutning af udgangsterminalerne vil være nøjagtig som kortslutning af batteriet gennem D1 og L1. Selvinduktansen af ​​L1 er muligvis ikke høj nok til at begrænse strømmen i den periode, der er nødvendig for at muliggøre en sikring til at blæse.

Induktor Konstruktionsdetaljer

L1 er skabt ved at vikle 33 og halv omdrejning af emaljeret kobbertråd. Figur 5 viser proportionerne. De fleste virksomheder leverer emaljeret kobbertråd over en ABS-rulle, som normalt fungerer som den tidligere til at bygge induktoren.

gør konverteringen 3 amp induktor

Bor et par 2 mm huller i den nederste kant for at glide induktorledningerne. Et af hullerne vil være tæt på cylinderen, mens det andet på den ydre omkreds af førstnævnte.

Det er muligvis ikke nyttigt at overveje tyk ledning til at konstruere induktoren på grund af fænomenet med hudeffekt, der forårsager forskydning af ladningsbærere langs ledningens ydre overflade eller trådens hud. Dette skal vurderes med hensyn til størrelsen af ​​frekvenser, der anvendes i konverteren.

For at garantere en minimal modstand inden for den nødvendige induktans anbefales det at arbejde med et par ledninger med 1 mm diameter eller endda 3 eller 4 ledninger med en diameter på 0,8 mm.

Omkring tre 0,8 min. Ledninger giver os mulighed for at få en samlet dimension, der kan være omtrent identisk med to 1 mm ledninger, men alligevel giver et effektivt 20% højere overfladeareal.

Induktoren er tæt viklet og kunne forsegles ved hjælp af en passende harpiks eller epoxybaseret forbindelse til at kontrollere eller undertrykke den hørbare støjlækage (husk at driftsfrekvensen er inden for det hørbare område).

Konstruktion og tilpasning

Printkortet eller PCB-designet beregnet til det foreslåede DC-DC-omformerkredsløb med høj effekt er vist nedenfor.

konverter PCB design

Flere konstruktionsmæssige faktorer skal have nogle overvejelser. Modstande R2 og R3 kan blive temmelig varme og bør derfor installeres et par mm hævet over printkortoverfladen.

Den maksimale strøm, der bevæger sig ved hjælp af disse modstande, kan nå så stor som 15 A.

Power-FET bliver også væsentligt varm og kræver en køleplade med rimelig størrelse og standardglimmerisoleringskittet.

Dioden fungerer muligvis uden afkøling, selvom den ideelt set kan fastspændes over en fælles kølelegeme, der bruges til strøm-FET (husk at isolere enhederne elektrisk). Mens den normalt fungerer, kan spolen vise en rimelig mængde opvarmning.

Kraftige stik og kabler skal indbygges i indgangen og udgangen på denne konverter. Batteriet er beskyttet med en 16 A sikring med forsinket handling indført i inputforsyningslinjen.

Pas på, at sikringen ikke giver nogen form for beskyttelse til konverteren under udgangskortslutninger! Kredsløbet er ret let at opsætte og kan gøres på følgende måde:

Juster R1 for at opnå den tilsigtede udgangsspænding, som ikke er i området mellem 20 og 30 V. Udgangsspændingen kan reduceres under dette, selvom den ikke må være mindre end indgangsspændingen.

Dette kan gøres ved at indsætte en mindre modstand i stedet for R4. Den højeste udgangsstrøm kan forventes at være ca. 3 A.

Liste over dele




Forrige: Grid Dip Meter Circuit Næste: Hvordan man laver en solcelle fra en transistor