DC-forspænding i transistorer - BJT'er

DC-forspænding i transistorer - BJT'er

I enkle vendinger kan forspænding i BJT'er defineres som en proces, hvor en BJT aktiveres eller tændes ved at anvende en mindre DC-størrelse på tværs af dens base / emitterterminaler, så den er i stand til at lede en relativt større DC-størrelse på tværs dens samleremitterterminaler.



Arbejdet med en bipolar transistor eller BJT'er på jævnstrømsniveauer styres af flere faktorer, der inkluderer en række betjeningspunkter over enhedernes egenskaber.

Under afsnit 4.2 forklaret i denne artikel vil vi kontrollere detaljerne vedrørende dette interval af betjeningspunkter til BJT forstærkere. Når de specificerede jævnstrømsforsyninger er beregnet, kan der oprettes et kredsløbsdesign til bestemmelse af det krævede driftspunkt.





En række sådanne konfigurationer undersøges i denne artikel. Hver eneste diskuterede model vil desuden identificere stabiliteten i tilgangen, hvilket betyder, nøjagtigt hvor følsomt systemet kan være for en given parameter.

Selvom adskillige netværk undersøges inden for dette afsnit, har de en grundlæggende lighed mellem vurderingerne af hver konfiguration på grund af følgende gentagne brug af det afgørende fundamentale forhold:



I de fleste situationer er basisstrøm IB tilfældigvis den allerførste mængde, der skal etableres. Når IB er identificeret, er forholdet mellem ækvivalenter. (4.1) via (4.3) kunne implementeres for at opnå resten af ​​de pågældende mængder.

Lighederne i evalueringerne bliver hurtigt tydelige, når vi går videre med de efterfølgende afsnit.

Ligningerne for IB er så meget identiske for mange af designene, at den ene formel kunne afledes fra den anden ved simpelthen at fjerne eller indsætte et element eller to.

Hovedformålet med dette kapitel er at skabe en vis forståelse af BJT-transistoren, som gør det muligt for dig at implementere en DC-analyse af næsten ethvert kredsløb, der har BJT-forstærkeren som et element.

4.2 BETJENINGSPUNKT

Ordet forspænding vises i titlen på denne artikel er et dybtgående udtryk, der betyder implementering af jævnspændinger og til at bestemme et fast niveau af strøm og spænding i BJT'er.

For BJT-forstærkere skaber den resulterende jævnstrøm og spænding en betjeningspunkt på de egenskaber, der etablerer det område, der bliver ideelt til den krævede forstærkning af det påførte signal. Fordi betjeningspunktet tilfældigvis er et forudbestemt punkt på karakteristika, kan det også kaldes hvilepunkt (forkortet Q-punkt).

'Quiescent' betyder pr. Definition stilhed, stillhed, stillesiddende. Figur 4.1 viser en standardudgangskarakteristik for en BJT med 4 betjeningspunkter . Forspændingskredsløbet kunne udvikles til at etablere BJT på tværs af et af disse punkter eller andre inden i den aktive region.

De maksimale klassifikationer påpeges karakteristikaene i fig. 4.1 gennem en vandret linje for den højeste kollektorstrøm ICmax og en vinkelret linje på den højeste kollektor-til-emitter spænding VCEmax.

Den maksimale effektbegrænsning identificeres ud fra kurven PCmax i samme figur. I den nederste ende af grafen kan vi se afskæringsområdet, identificeret ved IB ≤ 0μ, og mætningsområdet, identificeret ved VCE ≤ VCEsat.

BJT-enheden kunne muligvis være forudindtaget uden for de angivne maksimale grænser, men konsekvensen af ​​en sådan proces ville resultere i en væsentlig forringelse af enhedens levetid eller total nedbrydning af enheden.

Begrænsning af værdierne mellem den angivne aktive region kan man vælge en række forskellige driftsområder eller punkter . Det valgte Q-punkt afhænger normalt af kredsløbets tilsigtede specifikation.

Alligevel kan vi helt sikkert tage højde for nogle få forskelle mellem antallet af punkter illustreret i figur 4.1 for at give et par grundlæggende anbefalinger vedrørende betjeningspunkt og derfor forspændingskredsløbet.

Hvis der ikke blev anvendt nogen bias, ville enheden først forblive helt slukket og forårsage et Q-punkt til at være A - det vil sige nul strøm via enheden (og 0V over det). Da det er vigtigt at forspænde en BJT for at sætte den i stand til at reagere i hele spektret af et givet indgangssignal, kan punkt A muligvis ikke se passende ud.

For punkt B, når et signal er forbundet til kredsløbet, vil enheden vise en variation i strøm og spænding gennem betjeningspunkt , der gør det muligt for enheden at reagere på (og måske forstærke) både de positive og negative applikationer af indgangssignalet.

Når indgangssignalet bruges optimalt, ændres spændingen og strømmen for BJT sandsynligvis ..... men er muligvis ikke tilstrækkelig til at aktivere enheden til afskæring eller mætning.

Punkt C kan hjælpe visse positive og negative afvigelser af udgangssignalet, men peak-to-peak-størrelsen kan være begrænset til nærheden af ​​VCE = 0V / IC = 0 mA.

Arbejde ved punkt C kan ligeledes give lidt bekymring med hensyn til ikke-lineariteter på grund af det faktum, at afstanden mellem IB-kurver kan ændre sig hurtigt på dette særlige område.

Generelt er det langt bedre at betjene enheden, hvor forstærkning af enheden er ret konsistent (eller lineær), for at garantere, at forstærkningen på den samlede svingning af indgangssignalet forbliver ensartet.

Punkt B er et område, der udviser højere lineær afstand og af den grund større lineær aktivitet, som angivet i figur 4.1.

Punkt D opretter enheden betjeningspunkt tæt på de højeste spændings- og effektniveauer. Udgangsspændingens sving ved den positive grænse er således begrænset, når den maksimale spænding ikke skal overskrides.

Punkt B som et resultat ser det perfekte ud betjeningspunkt med hensyn til lineær forstærkning og størst mulige spændings- og strømvariationer.

Vi vil beskrive dette ideelt til små signalforstærkere (kapitel 8) dog ikke altid til effektforstærkere .... vi taler om dette senere.

Inden for denne diskurs vil jeg primært fokusere på at forspænde transistoren med hensyn til forstærkning af små signaler.

Der er en anden ekstremt afgørende forspændingsfaktor, der skal ses på. Efter at have bestemt og forudindtaget BJT med et ideal betjeningspunkt , skal temperaturens virkninger også evalueres.

Varmeområde vil medføre, at enhedens grænser som transistorstrømforstærkning (ac) og transistorlækstrøm (ICEO) afviger. Øgede temperaturområder vil forårsage større lækstrømme i BJT og vil således ændre driftsspecifikationen, der er fastlagt af det forspændte netværk.

Dette indebærer, at netværksmønsteret også skal lette et niveau af temperaturstabilitet for at sikre, at temperaturvariationer påvirkes med minimale forskydninger i betjeningspunkt . Denne vedligeholdelse af driftspunktet kunne bestemmes med en stabilitetsfaktor, S, der angiver niveauet for afvigelser i driftspunktet forårsaget af en temperaturændring.

Et optimalt stabiliseret kredsløb tilrådes, og det stabile træk ved flere vigtige forspændingskredsløb vil blive evalueret her. For at BJT skal være forudindtaget inden for lineær eller effektiv driftsregion skal nedenstående punkter være opfyldt:

1. Base-emitterforbindelsen skal være forspændt (p-region spænding stærkt positiv), hvilket muliggør forspænding fremad på omkring 0,6 til 0,7 V.

2. Basiskollektorovergangen skal være omvendt forspændt (n-region stærkt positiv), hvor omvendt forspænding forbliver ved en værdi inden for de maksimale grænser for BJT.

[Husk, at for spænding fremad vil spændingen over p-n-krydset være s -positiv, og for omvendt bias er det omvendt at have n -positiv. Dette fokus på det første bogstav skal give dig en måde til nemt at huske den essentielle spændingspolaritet.]

Drift i afskærings-, mætnings- og lineære områder af BJT-karakteristikken præsenteres normalt som forklaret nedenfor:

1. Drift i lineær region:

Base-emitterkryds fremad forudindtaget

Base-collector kryds omvendt forudindtaget

to. Afskæringsområde-drift:

Base-emitter-kryds omvendt forudindtaget

3. Mætning-region drift:

Base-emitterkryds fremad forudindtaget

Base-collector kryds fremad forudindtaget

4.3 FAST-BIAS-KREDSKRIT

Det faste forspændingskredsløb i fig. 4.2 er designet med et ret simpelt og ukompliceret overblik over transistor DC-bias-analyse.

Selvom netværket implementerer en NPN-transistor, kan formlerne og beregningerne fungere lige så effektivt med en PNP-transistoropsætning ved blot at konfigurere de aktuelle strømningsveje og spændingspolariteter.

De nuværende retninger i fig. 4.2 er de ægte strømretninger, og spændingerne identificeres ved de universelle dobbelttegn-annoteringer.

Til jævnstrømsanalysen kan designet adskilles fra de nævnte vekselstrømsniveauer ved blot at bytte kondensatorerne ud med et ækvivalent kredsløb.

Desuden kunne jævnstrømsforsyningen VCC opdeles i et par separate forsyninger (kun til udførelse af evalueringen) som bevist i figur 4.3 bare for at muliggøre en opdeling af input og output kredsløb.

Hvad dette gør er at minimere forbindelsen mellem de to med basisstrømmen IB. Afskeden er utvivlsomt legitim, som vist i figur 4.3, hvor VCC er tilsluttet lige til RB og RC, ligesom i figur 4.2.

fast forspænding BJT kredsløb

Fremadspænding af base – emitter

Fremadspænding af base – emitter

Lad os først analysere base-emitter kredsløbssløjfen vist ovenfor i figur 4.4. Hvis vi implementerer Kirchhoffs spændingsligning med urets retning for sløjfen, udledes vi følgende ligning:

Vi kan se, at spændingsfaldets polaritet over RB bestemmes gennem den aktuelle IB's retning. Løsning af ligningen for den aktuelle IB giver os følgende resultat:

Ligning (4.4)

Ligning (4.4) er bestemt en ligning, som let kan huskes, simpelthen ved at huske, at basisstrømmen her bliver den strøm, der passerer RB, og ved at anvende Ohms lov, ifølge hvilken strøm er lig med spændingen over RB divideret med modstanden RB .

Spændingen over RB er den anvendte spænding VCC i den ene ende minus faldet over base-til-emitterkryds (VBE).
På grund af det faktum, at forsyning VCC og base-emitter-spændingen VBE er faste størrelser, fastlægger valget af modstand RB ved basen mængden af ​​basisstrøm for omskiftningsniveauet.

Collector – Emitter Loop

Collector – Emitter Loop

Figur 4.5 viser kollektoremitter-kredsløbstrinnet, hvor retningen af ​​den nuværende IC og den tilsvarende polaritet over RC er blevet præsenteret.
Værdien af ​​kollektorstrømmen kan ses som direkte relateret til IB gennem ligningen:

Ligning (4.5)

Du kan finde det interessant at se, at da basisstrømmen er afhængig af mængderne af RB, og IC er forbundet med IB gennem en konstant β, er størrelsen af ​​IC ikke en funktion af modstanden RC.

Justering af RC til en anden værdi giver ingen effekt på niveauet af IB eller endda IC, så længe den aktive region af BJT opretholdes.
Når det er sagt, vil du opdage, at størrelsen af ​​VCE bestemmes af RC-niveauet, og dette kan være en afgørende ting at overveje.

Hvis vi bruger Kirchhoffs spændingslov med uret over den viste lukkede sløjfe i figur 4.5, producerer den følgende to ligninger:

Ligning (4.6)

Dette indikerer, at spændingen over kollektoremitteren til BJT inden for et fast forspændingskredsløb er forsyningsspændingen svarende til faldet dannet over RC
For at få et hurtigt blik på enkelt og dobbelt abonnementsnotation husk at:

VCE = VC - VE -------- (4.7)

hvor VCE angiver spændingen, der strømmer fra kollektor til emitter, er VC og VE spændingerne, der passerer fra henholdsvis kollektor og emitter mod jord. Men her, da VE = 0 V, har vi det

VCE = VC -------- (4.8)
Også fordi vi har,
VBE = VB - OG -------- (4.9)
og fordi VE = 0, får vi endelig:
VBE = VB -------- (4.10)

Husk følgende punkter:

Mens du måler spændingsniveauerne som VCE, skal du sørge for at placere voltmeterets røde sonde på samlestiften og den sorte sonde på emitterstiften som vist i følgende figur.

VC betegner spændingen, der passerer fra kollektor til jord, og dens måleprocedure er også som angivet i følgende figur.

I det foreliggende tilfælde vil begge ovenstående målinger være ens, men for forskellige kredsløbsnetværk kan det vise varierende resultater.

Dette indebærer, at denne forskel i aflæsningerne mellem de to målinger kan vise sig at være afgørende, når man diagnosticerer en mulig fejl i et BJT-netværk.

måling af VCE og VC i BJT-netværk

Løsning af et praktisk eksempel på BJT-forspænding

Evaluer følgende for den faste bias-konfiguration i fig. 4.7.

Givet:
(a) IBQ og ICQ.
(b) VCEQ.
(c) VB og VC.
(d) VBC.

løsning af DC-forspændingsproblem

I det næste kapitel lærer vi om BJT-mætning.

Reference

Transistor forspænding




Forrige: OP DOWN Logic Sequence Controller Circuit Næste: Hvad er transistormætning