Automatisk inverter-udgangsspændingskorrektionskredsløb

Det almindelige problem med mange billige invertere er deres manglende evne til at justere udgangsspændingen i forhold til belastningsforholdene. Med sådanne invertere har udgangsspændingen tendens til at stige med lavere belastninger og falder med stigende belastninger.

De kredsløbsideer, der er forklaret her, kan føjes til enhver almindelig inverter til kompensering og regulering af deres forskellige udgangsspændingsbetingelser som reaktion på forskellige belastninger.

Design nr. 1: Automatisk RMS-korrektion ved hjælp af PWM

Det første kredsløb nedenfor kan betragtes som en ideel tilgang til implementering af en belastningsuafhængig automatisk outputkorrektion ved hjælp af PWM fra en IC 555.

Ovenstående kredsløb kan effektivt bruges som en automatisk belastningsudløst RMS-konverter og kunne anvendes i enhver almindelig inverter til det tilsigtede formål.

IC 741 fungerer som en spændingsfølger og fungerer som en buffer mellem inverterens udgangsfeedback og PWM-styrekredsløbet.

Modstandene forbundet med pin nr. 3 i IC 741 er konfigureret som en spændingsdeler , som passende nedskalerer den høje vekselstrømsudgang fra lysnettet til et forholdsmæssigt lavere potentiale, der varierer mellem 6 og 12 V afhængigt af omformerens udgangsstatus.

De to IC 555 kredsløb er konfigureret at arbejde som moduleret PWM-controller. Den modulerede indgang påføres ved pin nr. 5 på IC2, som sammenligner signalet med trekantsbølgerne ved dens pin nr. 6.

Dette resulterer i dannelsen af ​​PWM-udgangen ved dens stift nr. 3, som varierer dens driftscyklus som reaktion på moduleringssignalet ved stift nr. 5 på IC.

Et stigende potentiale ved denne pin nr. 5 resulterer i generationens brede PWM'er eller PWM'er med højere driftscyklusser og omvendt.

Dette indebærer, at når opamp 741 svarer med et stigende potentiale på grund af et stigende output fra inverteren får udgangen af ​​IC2 555 til at udvide sine PWM-impulser, mens når inverterudgangen falder, indsnævres PWM proportionalt ved pin nr. 3 i IC2.

Konfiguration af PWM med Mosfets.

Når ovenstående autokorrigerende PWM'er er integreret med mosfet-porte på en hvilken som helst inverter, vil inverteren kunne styre sin RMS-værdi automatisk som reaktion på belastningsforholdene.

Hvis belastningen overstiger PWM, vil frekvensomformerens udgang tendens til at gå lavt, hvilket får PWM'erne til at udvides, hvilket igen får mosfet til at tænde hårdere og drive transformeren med mere strøm og derved kompensere det overskydende strømtræk fra belastningen

Design nr. 2: Brug af opamp og transistor

Den næste idé diskuterer en opamp-version, der kan tilføjes med almindelige invertere til opnåelse af en automatisk udgangsspændingsregulering som reaktion på varierende belastning eller batterispænding.

Ideen er enkel, så snart udgangsspændingen krydser en forudbestemt faretærskel, udløses et tilsvarende kredsløb, som igen slukker for inverterenergianordningerne på en konsistent måde og derved resulterer i en kontrolleret udgangsspænding inden for den pågældende tærskel.

Ulempen bag at bruge en transistor kunne være det involverede hystereseproblem, som kunne gøre skiftet retfærdigt over et bredere tværsnit, hvilket resulterede i en ikke så nøjagtig spændingsregulering.

Opamps på den anden side kan være uhyre nøjagtige, da disse skifter outputreguleringen inden for en meget smal margen, hvilket holder korrektionsniveauet tæt og nøjagtigt.

Det enkle inverter automatiske belastningsspændingskorrektionskredsløb, der præsenteres nedenfor, kan effektivt bruges til den foreslåede anvendelse og til at regulere output af en inverter inden for en hvilken som helst ønsket grænse.

Det foreslåede inverter spændingskorrektionskredsløb kan forstås ved hjælp af følgende punkter:

En enkelt opamp udfører funktionen som en komparator og en spændingsniveaudetektor.

Kredsløb

Højspændingsstrømmen fra transformerudgangen trappes ned ved hjælp af et potentielt opdelingsnetværk til ca. 14V.

Denne spænding bliver driftsspændingen såvel som følerspændingen for kredsløbet.

Den nedtrappede spænding ved hjælp af en potentialdeler svarer proportionalt som svar på den varierende spænding ved udgangen.

Pin3 af opampen er indstillet til en ækvivalent DC-spænding svarende til den grænse, der skal styres.

Dette gøres ved at føre den ønskede maksimale grænsespænding til kredsløbet og derefter justere 10k forudindstillet, indtil udgangen bare går højt og udløser NPN-transistoren.

Når ovenstående indstilling er udført, bliver kredsløbet klar til at blive integreret med inverteren til de tilsigtede korrektioner.

Som det kan ses, skal NPN-samleren forbindes med portene til inverterens mosfeter, der er ansvarlige for at drive invertertransformatoren.

Denne integration sikrer, at når udgangsspændingen har tendens til at krydse den indstillede grænse, udløser NPN jordforbindelse af mosfets porte og derved begrænser enhver yderligere stigning i spændingen, fortsætter ON / OFF-udløseren uendeligt, så længe udgangsspændingen svæver rundt om Farezone.

Det skal bemærkes, at NPN-integrationen kun ville være kompatibel med N-kanal mosfeter, hvis inverteren bærer P-kanal mosfeter, ville kredsløbskonfigurationen have brug for en fuldstændig reversering af transistoren og opampens input pinouts.

Også kredsløbets jord skal gøres fælles med omformerens batterinegative.

Design nr. 3: Introduktion

Dette kredsløb blev bedt om mig af en af ​​mine venner Mr.Sam, hvis konstante påmindelser fik mig til at designe dette meget nyttige koncept til inverterapplikationer.

Det belastningsuafhængige / output korrigeret eller outputkompenserede inverter kredsløb, der er forklaret her, er kun på et konceptniveau og er ikke blevet testet praktisk af mig, men ideen ser mulig ud på grund af dens enkle design.

Kredsløb

Hvis vi ser på figuren, ser vi, at hele designet grundlæggende er et simpelt PWM-generator kredsløb bygget omkring IC 555.

Vi ved, at PWM-impulser i dette standard 555 PWM-design kan optimeres ved at ændre forholdet på R1 / R2.

Denne kendsgerning er blevet udnyttet passende her til anvendelse af en omformer til korrektion af belastningsspænding.
An optokobler lavet ved forsegling af en LED / LDR arrangement er blevet brugt, hvor optisk LDR bliver en af ​​modstandene i PWM 'arm' i kredsløbet.

Optokoblingens LED lyser gennem spændingen fra inverterudgangen eller belastningsforbindelserne.

Netspændingen sænkes passende ved hjælp af C3 og de tilhørende komponenter til tilførsel af opto-LED.

Efter integrering af kredsløbet til en inverter, når systemet er strømforsynet (med passende belastning tilsluttet), kan RMS-værdien måles ved udgangen, og den forudindstillede P1 kan justeres for at gøre udgangsspændingen lige passende til belastningen.

Sådan opsættes

Denne indstilling er sandsynligvis alt, hvad der ville være behov for.

Antag nu, at hvis belastningen øges, vil spændingen have tendens til at falde ved udgangen, hvilket igen får opto-LED-intensiteten til at falde.

Faldet i LED-intensiteten vil få IC til at optimere sine PWM-impulser, således at udgangsspændingens RMS stiger, hvilket gør, at spændingsniveauet også stiger op til det krævede mærke, denne initiering vil også påvirke intensiteten af ​​LED'en, som vil nu lyse og således endelig nå et automatisk optimeret niveau, som korrekt vil afbalancere systemets belastningsspændingsforhold ved udgangen.

Her er mærkeforholdet primært beregnet til styring af den krævede parameter, derfor skal optoen placeres passende enten til venstre eller højre arm af det viste PWM-kontrol sektion af IC.

Kredsløbet kan afprøves med inverterdesignet vist i dette 500 watt inverter kredsløb

Liste over dele

• R1 = 330K
• R2 = 100K
• R3, R4 = 100 ohm
• D1, D2 = 1N4148,
• D3, D4 = 1N4007,
• P1 = 22K
• Cl, C2 = 0,01 uF
• C3 = 0,33uF / 400V
• OptoCoupler = Hjemmelavet ved at forsegle en LED / LDR ansigt til ansigt inde i en lysfast beholder.

FORSIGTIG: DET FORESLÅEDE DESIGN ER IKKE ISOLERET FRA INVERTER HOVEDSPÆNDING, ØVELSE EKSTREM FORSIGTIG UNDER TEST- OG OPSÆTNINGSPROCEDURER.